2024年5月7日发(作者：毕元恺)
EN 300 744
V1.1.2（1997-08）
欧洲标准（电信系列）
数字视频广播（DVB）
数字地面电视的帧结构，信道编码与调制
欧洲广播联盟（EBU）
ETSI
欧洲电信标准协会
目录
知识产权
序言
1 范围
2 引用标准
3 定义、符号与缩略语
3.1 定义
3.2 符号
3.3 缩略语
4 基线系统
4.1 一般考虑
4.2 接口
4.3 信道编码与调制
4.3.1 传输复用与能量分布的随机化
4.3.2 外码与外交织
4.3.3 内码
4.3.4 内交织
4.3.4.1 比特交织
4.3.4.2 符号交织
4.3.5 信号星座与映射
4.4 OFDM帧结构
4.5 参考信号
4.5.1 功能与来源
4.5.2 参考序列的定义
4.5.3 离散导频的位置
4.5.4 连续导频载波的位置
4.5.5 所有参考信号的幅度
4.6 传输参数信号（TPS）
4.6.1 TPS的范围
4.6.2 TPS传输格式
4.6.2.1 初始化
4.6.2.2 同步
4.6.2.3 TPS长度指示器
4.6.2.4 帧数目
4.6.3.5 星座
4.6.2.6 分层信息
4.6.2.7 码率
4.6.2.8 保护间隔
4.6.2.9 传输模式
4.6.2.10 TPS的误码保护
4.6.3 TPS调制
4.7 每个OFDM超帧的RS包数目
4.8 频谱特性与频谱模板
4.8.1 频谱特性
4.8.2 带外频谱模板
4.8.3 射频信号的中心频率
附件A（标准的附录）：仿真系统的性能
附件B（辅助信息）：P1和F1的定义
附件C（辅助信息）：交织示例
附件D（辅助信息）：发散信号的处理规则
D.1 FFT的应用
D.2 “基带”中心频率的选择
D.3 潜在的难题
历史
知识产权
现有文件的知识产权要素或保护要点已经由ETSI公告。任何ETSI的成员
和非成员如果要公开使用与这些要点相关的资料，都可以在ETR314中找到：
“ETSI有关ETSI标准的知识产权、要点或保护要点，知识产权通告”。这些都
可以从ETSI秘书处免费获取。最新的资料更新可以在ETSI网站得到。
（/ipr）
序言
第二版本包含以下纯属编辑性质的修改，以前的版本是ETS，现在则称为
EN。
1）在正式文本的首页增加DVB标识；
2）标题由“电视、声音和数据业务等的数字广播系统”改为“数字视频广播等”；
3）序言中增加DVB内容
本欧洲标准（通讯系列）由欧洲广播联盟（EBU）、电工标准化欧洲委员会
（CENELEC）和欧洲电讯标准协会（ETSI）的联合技术委员会（JTC）提出。
说明：JTC于1990年开始联合起草广播及相关领域的专用标准。从1995年
开始，JTC成为包括CENELEC备忘录在内的三部分实体，从事无线电和电视接
收机的标准化。EBU是一个广播机构的专业协会，这些机构的成员在技术、法
律、节目制作和节目交换领域进行合作。EBU由欧洲广播领域的大约60个国家
组成；总部设在日内瓦。
*欧洲广播联盟EBU
Case Postal 67
Switzerland
Tel: +41 22 717 21 11
FAX: +41 22 717 24 81
数字视频广播（DVB）工程
DVB工程于1993年启动，它是一个电视行业的公众和私人机构的市场化联
盟。其宗旨是为引入基于MPEG2的数字电视业务而确立一个框架。现在已经有
全球25个国家的200多个组织参加。DVB培育消费电子和广播工业的市场化体
制，即满足真实需求和经济环境。
提出的日程安排
ETS 300 744的采用日期：1997.2.28
ETS 300 744（doa）最新发日期：1997.6.30
新国家标准的最新颁布日期或认可ETS 300 744的日期（dop/e）：1997.12.31
相矛盾的国家标准的撤消日期（dow）:1997.12.31
1 范围
本文件描述数字地面电视广播的基线传输系统。规定了数字多节目地面
LDTV/SDTV/EDTV/HDTV业务的信道编码/调制系统。其范围如下：
给出数字地面电视基线系统的一般说明；
确定基线系统完整的性能要求和特征，以便实现业务质量目标；
规定了数字调制信号，以保证不同厂家研制的设备之间兼容；
因此，本文涉及到接收方面的问题是必要的。
2 引用标准
所引用标准应为：
a) 特殊的出版文号（由出版日期、版号、版本号等确定），其后的修订版，不
采用；
b) 高于或包括指定版本的所有版本（版本同一性确定前，由“高于或包括”确
定）；
c) 包括指定版本及其后版本的所有版本（版本同一性确定后，由“先前”确定）；
d) 没有明确版号的出版物，采用最新版本。
ETS非特殊的参考，也将作为相同版号的EN的最新出版物引用。
[1] ISO/IEC 13818第1、2、3部分（1994年11月）：“活动图象和伴音的
编码”。
[2] EN 300 421：“数字视频广播（DVB）；11/12Ghz卫星业务的帧结构，
信道编码与调制”。
[3] EN300 429：“数字视频广播（DVB）；电缆系统的帧结构，信道编码
与调制”
3 定义、符号及缩略语
3.1 定义
按照本文件的目的，采用以下定义：
约束长度：卷积编码器中延迟元件数+1
3.2 符号
根据本文件的用途，下列符号被采用：
A(e) 内部比特交织器e输出矢量
a
e,w
内部比特交织器输出码流e的比特数w
α 分层传输QAM调制时的星座比率
B(e) 内部比特交织器e输入矢量
b
e,w
内部比特交织器输入码流e的比特数w
b
e,do
内交织器解复用器的解复用后的比特流数e的输出比特数do
c
m.1.k
3.3 缩略语
文件中采用下述缩略语：
ACI 邻频道干扰（Adjacent Channel Interference）
AFC 自动频率控制(Automatic Frequency Control)
BCH BCH码(Bose-Chauhuri-Hocquenghem code)
BER 误码率或误比特率（Bit Error Ratio）
D/A 数模变换器（Digital-to-Analogue converter）
DBPSK 差分二进移相键控调制（Differential Binary Phase Shift Keying）
DFT 快速傅立叶变换（Discrete Fourier Transform）
DVB 数字视频广播（Digital Video Broadcasting）
DVB-T 数字地面电视广播（DVB Terrestrial）
EDTV 增强清晰度电视（Enhanced Definition Teleision）
ETS 欧洲电信标准（European Telecoammunication Standard）
FEC 前向纠错（Forward Error Correction）
FFT 快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform)
FIFO 先进先出移位寄存器(First-In First-Out shift register)
HDTV 高清晰度电视(High Definition Television)
HEX 十六进制符号(Hexadecimal notation )
HP 高优先权比特流(High Priority bit stream)
IF 中频(Intermediate Frequence)
IFFT 快速傅立叶反变换(Inverse Fast Fourier Transfom)
LDTV 有限清晰度电视(Limited Definition Televition )
LO 本地震荡器(Local Oscillator)
LP 低优先权比特流(Low Priority bit stream)
LSB 最小有效比特(Least Significant Bit)
MPEG 活动图象专家组(Moving Picture Experts Group)
MSB 最大有效比特(Most Significant Bit)
MUX 复用(Multiplex)
NICAM 近瞬态压缩扩展音频复用（Near-Instantaneous Companded Audio
Multiplex）
OCT 十进制符号(Octal notation)
OFDM 正交频分复用（Orthogonal Frequence Division Multiplexing）
PAL 逐行倒相（Phase Alternating Line）
PCR 节目时钟基准（Program Clock Reference）
PID 节目标识符（Program Identifier ）
PRBS 伪随机二进制序列（Pseudo Random Binary Sequence）
QAM 正交幅度调制（Quadrature Amplitude Modulatin）
QEF 准无误码(Quasi Error Free)
QPSK 四进移相键控（Quaternary Phase Shift Keying）
RF 射频(Radio Frequence)
RS Rs码（Reed-Solomon）
SDTV 标准清晰度电视（Standard Definition Television）
SECAM
具存储器的序贯色彩，一种欧洲电视标准(Systeme Sequentiel Couleur A Memoire)
SFN 单频网（Single Frequence Network）
TPS 传输参量信令（Transmission Parameter Signalling）
TV 电视（Television）
UHF 超高频（Ultra-High Frequece）
VHF 甚高频（Very-High Frequence）
4 基线系统
4.1 一般考虑
系统方框图描述了设备与MPEG2传输复用器输出的基带电视信号的匹配及
地面信道特性。对数据流将应用以下处理（见图1）：
传输复用及能量散布的随机化
外码（即RS码）
外交织（即卷积交织码）
内码（即收缩卷积码）
内交织
映射与调制
正交频分复用OFDM传输
系统与MPEG2编码的电视信号ISO/IEC 13818[1]兼容。
由于该系统是为地面数字电视业务设计的，工作于为模拟传输配置的UHF
频谱（见注），因此，系统必须具有抵抗来自现有PAL/SECAM业务的高电平同
频干扰（CCI）和邻频干扰（ACI）的能力。在UHF频段应用时，还必须允许最
大的频谱效率。这一要求可以通过采用单频网工作实现。
注：即8MHz信道间隔。本文件用于7MHz信道时，所有系统参数都按照
系统时钟从64/7MHz到准确的8MHz的变比成比例缩小。帧结构以及编码、映
射、内交织的规则不变，只有系统的数据容量，由于系统的信号带宽减少，要按
照7/8的比例减少。
要实现这些要求，决定采用具有误码纠错的OFDM系统。为了最大限度地
与卫星基线规范（见EN 300 421[2]）和电缆基线规范（见EN 300 429[3]）一致，
外码和外交织是通用的。内码则与卫星基线规范相同。为了取得网络拓扑和频率
效率之间的最佳互换，采用了灵活的保护间隔技术。从而使系统可以支持不同的
网络结构，如大范围的单频网和单机发射，以保证最大的频率效率。
定义两种工作模式：2K模式和8K模式。2K模式使用于单发射机工作和发
射机间隔距离有限的小型单频网。8K模式可用于单发射机工作以及小型和大型
单频网。
系统允许不同电平的QAM调制和采用不同的内码码率，以牺牲码率换取较
好的不平度。系统也允许两个电平分级的信道编码，包括相同的和多协议星座。
因此系统方框图将扩展为包括图1中虚线所示的模块。分路器将输入的传输流分
为两路独立的MPEG传输流，称为高优先权和低优先权码流。这两种比特流被
映射器和调制器映射为信号星座，因此映射器和调制器有相应的输入端数。
为保证这种分层系统传输的信号能被简单的接收机接收，分层特性取决于不
采用分层源编码的分层信道编码和调制。
这样，节目业务就可以做到一个低码率的粗糙的图象与其他的较高码率较好
质量的图象“同播”。相反，完全不同的节目也可以按不同的图象质量等级以分
离的码流发射。因此接收机只要一台原理相反的设备：解内交织，解内码，解外
交织，解外码和复用适配。因此接收机中唯一增加的部分是解调器和解映射器，
用于产生从映射在发送端的码流中选择的码流。
这种接收机是经济型的，在连续解码并出现图象和声音时，从一层到另一层
切换（即在接收过程中选择比较差的层）时，将无法接收。当内解码和不同的信
源解码器适当的重新组合并重新锁定时，暂停是必然的（亦即图象冻结约0.5秒，
声音中断约0.2秒）。
图1：系统方框图
4.2 接口
本文件中定义的基线系统按下列接口分隔：
位置 接口 接口类型
发射台 输入 MPEG2传输流复用
输出 射频信号
接收装置 输入 RF
输出 MPEG2传输流复用
连接
自MPEG2复用器来
至天线
从天线来
至MPEG2解复用器
4.3 信道编码与调制
4.3.1 传输复用和能量分布随机化
系统输入码流将组织在固定长度包内，跟在MPEG2传输复用器后。MPEG2
传输复用包的总长度为188字节。它包括1字节同步字（即47H）在发射端的处
理次序是从同步字节（即01 000 111）的MSB（即“0”）开始。为了保证足够的
二进制变换，输入MPEG2复用器的数据将按照图2描述的结构随机化。
图2 加扰和去加扰原理图
伪随机二进制序列（PRBS）的生成多项式应为：1+X
14
+X
15
注：这儿给出的多项式表达式是按从卫星基线规范EN 300 421[2]导出的形
式描述的。在其他地方，卫星和地面规范两者通常采用不同的多项式符号，即
Peterson和Weldon教科书中的多项式符号。（纠错码，第二版，MIT出版，1972）
将序列“100”加载到PRBS寄存器，如图2所示，就会在每
八个传输包的起始进行初始化。为了给去加扰器提供一个初始化信号，八个包群
中的第一个传输包的MPEG2同步字节从47
HEX
（SYNC）做比特反转为B8
HEX
（SYNC）。这一过程即为“传输复用适配”。（见图3B）
PRBS发生器输出的头一个比特用做紧随其后的反转MPEG2同步字节（即
B8H）的第一个字节的头一个比特（即MSB）。为了实现其他同步功能，在随后
的7个传输包的MPEG2同步字节期间，PRBS连续发生，但无输出。剩下的这
些是非随机化的。因此PRBS序列将为1503字节。当调制器的输入比特流不存
在或与MPEG2传输流格式不兼容（即同步字节为+187字节）时，随机化过程仍
然起作用。
4.3.2 外码与外交织
外编码和外交织将决定输入包结构（见图3a）。
Reed-Solomon截短码RS（204，188, t=8）（见注1）取自原始的系统RS码
RS（255，239，t=8）,将此码应用于图3b的随机化传输包（188byte），以产生一
个误码保护包（见图3c）。RS编码也用作非反转（47H）或反转（B8
H）包的同
步字节。
注1：RS码长度为204字节，在204字节的接收字中，数据字节大小为
188字节，允许校验8个随机的错误字节。
码生成多项式为：g(x)=(x+λ
0
) (x+λ
1
) (x+λ
2
)…… (x+λ
15
)，
其中λ=02
HEX
字段生成多项式为：p(x)= x
8
+ x
4
+ x
3
+ x
2
+1
RS截短码可以在RS（255，239，t=8）编码器的输入端，在数据字节后增加
51个字节，并全部置零。RS编码后，这些空字节被丢弃，生成N=204字节的RS
码。
如原理图4所示，深度为I=12的卷积交织用于误码保护包（见图3c），从
而形成交织的数据结构（见图3d）。卷积交织过程基于和Ramsey拉姆塞Ⅲ型逼
近法兼容的I=12Forney福奈逼近法。被交织的数据字节将使误码保护包排列有
序并被反转或非反转MPEG2同步字节所分割（保持204字节周期）。
交织器可以由I=12分支组成，通过输入开关周期性地接到输入字节串。每
个分支j都是一个深度为j×M单元的先进先出移位寄存器，其中M=17=N/I，
N=204。这个先进先出单元包括1字节，输入和输出开关是同步的。
同步过程中，SYNC字节和将在“0”支路发送（时延校为零）。
注：解交织器在原理上与交织器类似，但支路指针则相反（即j=0调为最大
时延）。解交织器的同步可以由“0”支路的第一个识别同步字节（SYNC或
发送。
）
是非随机同步字节补码，SYNCn是非随机同步字节，n=2，3，……8
4.3.3 内码
系统允许的收缩卷积码的范围以码率为1/2，64状态的主卷积码为基础。这
就允许对一种指定业务或非分层或分层传输模式选择最合适的纠错电平。主码的
生成多项式对X输出，为G
1
=171
OCT
，对Y输出为G
2
=133
OCT
（见图5）。
如果采用两电平分层传输模式，两个并行的信道编码器都可以具有相同的码
率。除1/2码率的主码外，系统还允许2/3、3/4、5/6、7/8的收缩码率。
收缩卷积码按表3所示使用。也可见图5。表中X和Y相对于卷积编码器
的两个输出。
表2：可能的码率下，并-串变换后的收缩模式和发送序列
码率R 收缩模式 发送序列（并-串变换后）
1/2 X：1 X
1
Y
1
Y：1
2/3 X=1 0 X
1
Y
1
Y
2
Y=1 1
3/4 X=1 0 1 X
1
Y
1
Y
2
X
3
Y=1 1 0
5/6 X=1 0 1 0 1 X
1
Y
1
Y
2
X
3
Y
4
X
5
Y=1 1 0 1 0
7/8 X=1 0 0 0 1 0 1 X
1
Y
1
Y
2
Y
3
Y
4
X
5
Y
6
X
7
Y=1 1 1 1 0 1 0
X1首先发送，在超帧的起始，SYNC或
入”点。超帧在4.4节中定义。
第一个卷积编码比特总是校正为X1。
的MSB将位于图5的“数据输
4.3.4 内交织
内交织包括跟随符号交织的比特交织。比特交织和符号交织以块为基础。
4.3.4.1 比特交织
由两个比特流组成的输入，解复用为V个子码流，其中对QPSK，V=2；
16QAM时V=4；64QAM时V=6。在非分层模式中，单个输入码流解复用为V
个子码流；分层模式中，高优先权码流解复用为两个子码流，低优先权码流解复
用为V-2子码流。它用于均匀和非均匀QAM模式，见图7a和7b。
图5 1/2码率的主卷积码
图6 内码和内交织
解复用是以输入比特x
di
在输出比特b
e
，
do
上的映射定义的。
在非分层模式中，x
di
=b
[di(mod)v](div)(v/2)+2[di(mod)v/2]
, di (div)v
分层模式中，x’
di
=b
di(mod)2
, di (div)2
x’’
di
=b
di(mod)(V-2)(div)((V-2)/2)+2[di(mod)((V-2)/2]]+2,
di (div)(v-2)
式中： x
di
是非分层模式中解复用器的输入；
x’
di
是解复用器的高优先权输入；
x’’
di
是分层模式中解复用器的低优先权输入；
di是输入比特数；
b
e
，
do
是解复用器的输出；
e
是解复用的比特流数目（0≤e＜V）
do：解复用器输出端一给定码流的比特数；
mod：取整运算
div：整除运算
解复用得出下列映射：
QPSK：x
0
映射到b
0,0
x
1
映射到b
1,0
16QAM非分层传输： 16QAM分层传输：
x
0
映射到b
0,0
x’
0
映射到b
0,0
x
1
映射到b
2,0
x’
1
映射到b
1,0
x
2
映射到b
1,0
x
’’0
映射到b
2,0
x
3
映射到b
3,0
x
’’1
映射到b
3,0
64QAM非分层传输： 64QAM分层传输：
x
0
映射到b
0,0
x’
0
映射到b
0,0
x
1
映射到b
2,0
x’
1
映射到b
1,0
x
2
映射到b
4,0
x
’’0
映射到b
2,0
x
3
映射到b
1,0
x’’
1
映射到b
4,0
x
4
映射到b
3,0
x’’
2
映射到b
3,0
x
5
映射到b
5,0
x
’’3
映射到b
5,0
图7a 非分层传输模式，输入比特在输出调制符号上的映射
图7b 分层传输模式下，输入比特在输出调制符号上的映射
解复用器的每个子码流都由一个单独的比特交织器处理。所以按V共有6
个交织器，标号为I0到I5。其中I0和I1用作QPSK，I0到I3用于16QAM，I0
到I5用于64QAM。
比特交织只在有用数据上进行。每个交织器的块的大小是一样的，但每种情
况下的交织序列则不同。比特交织块的大小为126比特。所以块交织过程对2K
模式，是有用数据的每个OFDM符号准确重复12次，对8K模式则是每个符号
重复48次。每个比特交织器的输入矢量定义为：
交织输出矢量
其中e的范围从0到v-1
定义为：
其中H
e
（
w
）
是置换函数，对每个交织器是不同的。
每个交织器的H
e
（
w
）
定义如下：
v比特交织器的输出被分类形成数字数据符号，这样v比特的每个符号都包
括来自每一个v交织器中的一个比特。因此比特交织器的输出是个v比特字y’,
以I0的输出作为其最重要的比特，即：
4.3.4.2 符号交织
符号交织的目的是将V比特字映射在每个OFDM符号的1512个（2K模式）
或6048个（8K模式）有效载波上。符号交织器作用于1512（2K模式）或6048
个（8K模式）数据符号。
因此，对2K模式，来自比特交织器的126个数据字分12个组分别读入一
矢量Y’=（y’
0
, y’
1
, y’
2
……y’
1511
）。同样，在8K模式时，矢量Y’=（y’
0
, y’
1
,
y’
2
……y’
6047
）是126个数据字分48组的集合。
交织的矢量Y=（y0,y
1
,y
22
…… y
Nmax-1
）定义为：
其中对2K模式，Nmax=1512；对8K模式Nmax=6048。
定义OFDM帧中当前OFDM符号位置的符号指针按节4.4定义。
H（q）是置换函数，定义如下：
An(Nr-1)比特二进制字Ri’是用Nr=log
2
Mmax定义，其中Mmax=2048（2K模
式），Mmax=8192（8K模式）。Ri’取下列数值：
矢量Ri由矢量Ri’经比特置换得到，见表3a和3b。置换函数H（q）定义如
下：
生成置换函数的运算原理框图见图8a（2K模式）和8b（8K模式）。
表3
a 2K模式的比特置换
表3
b 8K模式的比特置换
图8a 2K模式符号交织器地址生成原理图
图8b 8K模式符号交织器地址生成原理图
同样的方法用于y’,y有v比特生成：
式中q’是符号交织器输出的符号数。
y的这些数值将数据影射到信号星座图中，将在4.3.5节讨论。
4.3.5 信号星座与映射
系统采用正交频分复用（OFDM）传输。一个OFDM帧中的所有数据载波
都是采用格雷码映射的QPSK、16QAM、64QAM、非均匀16QAM或非均匀
64QAM。对QPSK、16QAM和64QAM，按照下列方法应用格雷码映射。映射
将根据图9进行。
y
u,q’
表示这些比特描述一复合的调制符号z。
图9a QPSK、16QAM和64QAM映射及相应的比特图
图9b 非均匀16QAM和64QAM映射（α=2）
y
u,q’
表示这些比特描述一复合的调制符号z。
图9c 非均匀16QAM和64QAM映射（α=4）
y
u,q’
表示这些比特描述一复合的调制符号z。
非分层传输：
内交织输出的数据流由v比特字组成，它们根据图9a映射为一个复合的数z。
分层传输：
在分层传输的情况下，数据流按图7b格式化，然后按图9a、9b或9c所示映
射。
对分层16QAM：
高优先权比特是内交织器输出字的y
0,q’
和y
1,q’
比特。低优先权比特是内交
织器输出字的y
2,q’
和y
3,q’
比特。按图9a、9b或9c所示映射。例如左上角星座点
相应于1000，表示y
0,q’
=1，y
1,q’
= y
2,q’
= y
3,q’
=0。如果这一星座图是被解码的QPSK，
则高优先权比特y
0,q’
和y
1,q’
就被导出。要解码低优先权比特，则所有的星座都
要被检查，并从y
0,q’
、y
1,q’
、y
2,q’
和y
3,q’
中提取合适的比特y
2,q’
和y
3,q’
。
对分层64QAM：
高优先权比特是内交织器输出字的y
0,q’
和y
1,q’
比特。低优先权比特是内交
织器输出字的y
2,q’
、 y
3,q’
、 y
4,q’
和y
5,q’
比特。按图9a、9b或9c所示映射。如果
这一星座图是被解码的QPSK，则高优先权比特y
0,q’
和y
1,q’
就被导出。要解码低
优先权比特，则所有的星座都要被检查，并从y
0,q’
、y
1,q’
、y
2,q’
、 y
3,q’
、 y
4,q’
和y
5,q’
比特中提取合适的比特y
2,q’
、 y
3,q’
、 y
4,q’
和y
5,q’
。
4.4 OFDM帧结构
被发送的信号组织在帧中。每一帧的持续时间为T
F
，由68个OFDM符号
组成。四帧组成一个超帧。对8K模式，每个符号有K=6817个载波，2K模式有
K=1705个载波，并在持续时间T
S
内发送。T
S
包括两部分，持续时间为T
U
的有
用部分和保护间隔Δ。保护间隔循环存在于有用部分T
U
的延续，并插在这部分
的前面。有四个保护间隔值可用，按表5所列。不同的值按T=7/64μS的倍数或
微秒提供。
OFDM帧中的符号编号为0到67。所有符号都包含数据和参考信息。
由于OFDM信号有许多单独调制的载波组成，每个符号都可以分为小单元，
每个单元都相应于符号持续期内一个载波上的调制载波。
除了被发送的数据外，一个OFDM帧还包括：
- 离散导频
- 连续导频载波
- TPS载波
这些导频用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计、传输模式识别，也
用作相位噪声跟随。
这些载波用编号，以Kmin=0和Kmax=1704(2k模式)、6816（8K
模式）分别确定。相邻载波的间隔为1/T
U
，载波Kmin和Kmax之间的间隔由（K-1）
/T
U
确定。8K和2K模式下OFDM参数只如表4所示。
参数 8K模式 2K模式
载波数 6817 1705
载波Kmin编号 0 0
载波Kmax编号 6816 1704
持续期T
U
896μS 224μS
载波间隔1/T
U
（注1） 1116Hz 4464 Hz
载波Kmin和Kmax之间的间隔（K-1）/T
U
（注2）
7.61 MHz 7.61 MHz
注1：表列值为近似值
注2：7MHz带宽时为6.66MHz
发送信号用以下多项式描述：
k：载波数
l： OFDM符号数
m：传输的帧数
K：传输载波数
T
S
：符号持续期
T
U
：载波间隔
Δ：保护间隔时间
fc：RF信号的中心频率
k’：相对于中心频率的载波编号
c
m,0,k
：对m帧中数据符号1的载波k的复合符号
c
m,1,k
：对m帧中数据符号2的载波k的复合符号
…
c
m,67,k
：对m帧中数据符号68的载波k的复合符号
表5 允许的保护间隔下，符号的持续期
c
m,1,k
是根据数据的调制字母表，星座点z的规格化调制值。
表6 数据符号的标准化系数
4.5 参考信号
4.5.1 功能与来源
OFDM帧中不同的单元调制有接收机能接收的参考信号，这些参考信号被发
射出去。这些单元所包含的参考信息以“自举”的功率电平被发射（见4.5.5
节）。这些单元中被发射的信息就是离散导频或连续导频。
每个连续导频都与每四个符号一个离散导频相对应；符号之间的有用数据载
波的数目是个常数：2K模式是1512个有用载波，8K模式是6048个有用载波。
离散导频或连续导频信令的数值来自伪随机二进制序列（PRBS），这是一个
对每个被发射载波都一样的数值序列。（见4.5.2节）
4.5.2 参考序列的定义
连续和散布导频是按照与各自的载波编号k相应的PRBS序列w
k
被调制的。
着个序列也给出了TPS信令的起始相位（详见4.6节）。
PRBS序列按图10生成。
PRBS进行初始化，以便PRBS的第一个输出比特与第一个有效载波相对应。
在每个有用载波上由PRBS生成一个新的数值（无论它是否是导频）。
伪随机二进制序列的生成多项式为：X
11
+X
2
+1 （见图10）
4.5.3 离散导频的位置
从参考序列提取的参考信令是在每个符号的离散导频上被发射的。离散导频
允许在“自举”的功率电平上被发射。因此相应的调制由下式给出：
式中m是帧编号，k是载波的频率编号，I是符号的时间编号。
对编号为1的符号（范围为0~67）来说，那些属于子集
p为整数，p≥0,k∈[k
min
,k
max
]}的载波就是离散导频。
其中p为所有大于或等于零的整数，使k不超出有效范围[k
min
,k
max
].
导频插入图形见图11所示。
图11 帧结构
4.5.4 连续导频载波的位置
除了上述的离散导频外，还根据表7插入177个（8K模式）或45个（2K
模式）连续导频。
注：这里“连续”的意思是指这些导频出现在所有符号中。
所有连续导频都按照参考序列被调制，见4.5.2节。
连续导频在“自举”功率电平被发射。
相应的调制由下式给出：
4.5.5 参考信令的幅度
如4.4节所述，所有数据单元的调制都按E[c×c*]=1格式化。
所有连续或离散导频，它们都是节4.5.3或4.5.4定义的一部分，并都在自
举电平发射，因此E[c×c*]=16/9。
4.6 传输信令TPS
TPS载波用于传输与传输方案即信道编码与调制有关的参数。对2K模式，
TPS是在17个TPS载波，对8K模式是在68个载波上被并行传输的。相同符号
中的每个TPS载波传送相同的差分编码信息比特。下列载波编号包含了TPS载波。
表8 TPS载波的的编号
TPS载波将信令传输至：
a) 包括QAM星座图的α值的调制信息；
b) 分层信息；
c) 保护间隔（对原始产物没有，但在重新配置的情况下，为支持接收机初
始响应，则有）
d) 内码码率
e) 传输模式（2K或8K，对原始产物没有，但在重新配置的情况下，为支持
接收机初始响应，则有）
f) 一个超帧中的帧数目。
注：α值描述基于广义QAM星座的云空间的调制。承认包括QPSK、16QAM
和64QAM的均衡与非均衡调制原理规范。
4.6.1 TPS的范围
TPS定义在68个连续的OFDM符号即一个OFDM帧之上，四帧相当于一个超
帧。
与每个OFDM帧头一个符号的TPS载波相应的参考序列，用于对TPS载波上
的TPS调制初始化。每个TPS块（相当于一个OFDM帧）包含68比特，定义如下：
- 1个初始化比特；
- 16个同步比特；
- 37个信息比特；
- 14个用于误码保护的冗余比特。
37个信息比特中，23个已经使用，14比特则留待今后使用，并设为零。
4.6.2 TPS的传输格式
传输参数信息按表9传输。
每个传输参数：星座特性、α值、码率、超帧指示器及保护间隔在比特组合
上的映射根据4.6.2.1至4.6.2.8节的说明实现。
表9 TPS信令和格式
超帧m’中传输TPS信息比特s
25
-s
39
永远适用于超帧m’+1，其余比特则总
是归于超帧m’。
4.6.2.1 初始化
对差分2PSK调制，头一个比特s
0
是初始化比特。TPS初始比特的调制源自
4.5.2节定义的PRBS序列。这一过程在4.6.3节详细叙述。
4.6.2.2 同步
TPS的1到16比特是同步字。
每个超帧中的第一和第三TPS块都有下列同步字：
s
1
-s
16
=1110
第二和第四TPS块都有下列同步字：
s
1
-s
16
=1101
4.6.2.3 TPS长度指示器
TPS信息的第一个6比特用做TPS长度指示器（二进制计数），指示TPS中
所用比特数。目前这一长度指示器的值为s
17
-s
22
=010111 。
4.6.2.4 帧数
四帧组成一个超帧，超帧内的各帧按表10从0到3编号。
表10 帧数的信令格式
4.6.2.5 星座
星座按表11用2比特表示。为了确定调制模式，接收机也将按表12给出的
分层信息解码。
表11 可能的星座图信令
4.6.2.6 分层信息
分层信息详细规定传输是否分层，如果是，则α值是多少。相应于不同α
值的QM星座图如图9a/9b/9c所示。其中α值按表12 用三个比特表示。
表12 α值的信令格式
4.6.2.7 码率
非分层信道编码与调制要求同一码率r。此时三个比特规定了表13指定的
码率，三个比特的值为000。
实现分层调制两种不同电平要采用两种不同的码率。从高优先权r
1
码率开
始，以低优先权r
2
码率结束.每种码率按表13表示。
4.6.2.8 保护间隔
保护间隔的值按表14表示。
表13 各种码率的信令格式
表14 各种保护间隔的信令格式
4.6.2.9 传输模式
两个比特用来表示传输模式（2K或8K）。
表15 传输模式的信令格式
4.6.2.10 TPS的误码保护
包括TPS同步字节和信息字节的53个字节（s
1
-s
53
）是由BCH截短码BCH（67，
53，t=2）的14个奇偶比特扩充而来，这一截短码源自原始系统BCH（127，113，
t=2）码。
码的生成多项式为：
BCH截短码可以通过在BCH（127，113，t=2）编码器输入的信息比特前增加
60比特且全部置零获得。BCH编码后，这些空比特将舍弃，生成67比特的BCH
码字。
4.6.3 TPS调制
TPS单元是在“正常”功率电平发送的，即以能量等于全部比特平均值的电
平发送，即E[c×c*]=1。
每个TPS载波是DBPSK调制，并传诵相同的信息。DBPSK在每个TPS块的开
始被初始化。
以下规律适用于TPS导频的差分调制。这些导频位于帧m中符号I的载波k：
一帧中第一个符号中的TPS载波的绝对(absolute)调制来自如下的参考序
列w
k
:
4.7 每个OFDM超帧RS包的数量
OFDM帧结构允许对RS的204比特包的整数包在一个超帧传输，所以无论哪
种星座、不同的保护间隔长度和码率或信道带宽都可以避免任何填充的要求，见
表16。
表16 不同保护间隔、码率和调制模式的组合下
每个OFDM超帧中RS包的数目
表17 非分层系统不同保护间隔、星座和码率下的有用比特率
4.8 频谱特性与频谱模型
4.8.1 频谱特性
OFDM符号组成一族间隔相等的正交载波，这些数据载波的幅度和相位按照
4.3.5节所述的映射过程逐个符号变化。
每个载波的功率谱密度Pk(f)在频率：
时为：
被调数据载波的全部功率谱密度是全部这些载波功率谱密度之和。理论的
DVB传输信号频谱如图12所示。由于OFDM符号持续时间大于载波间隔的倒数，
每个载波的功率谱密度的主园顶部分要窄于两倍的载波间隔。因此在
7.608258MHz（2K）或7.611607 MHz（8K）名义带宽内谱密度不是一个常数（见
注）。
注：斜体字是近似值。
图12 保护间隔Δ=Tu/4时的理想DVB传输信号频谱
4.8.2 带外频谱模型
可以用适当的滤波器降低标称带宽以外的频率点的频谱电平。
数字地面电视发射机和工作在邻频道的模拟发射机共同工作时的频谱模板
见图13和表18。模拟发射机采用下列模拟制式：
图13所示的模板包含了对模拟电视的最低保护要求，这里模拟和数字电视
发射机是同时工作，并适用于以下情况：
- 数字和模拟发射机之间没有极化区别；
- 两台发射机的发射功率相同（模拟同步顶功率等于数字电视发射机的总
功率）；
如果两台发射机的发射功率不相同，就可以按以下比例修正：
修正=最小模拟有效发射功率erp-最大数字有效发射功率erp
修正后的拐点等于参考拐点加修正值（dB）。
图13 上下邻频道有模拟发射机同时工作时
数字地面电视发射机的频谱模型
表18 频谱模型的拐点
表18中的“n.a”表示模拟电视信号的这部分不存在或对频谱形状没有影响。
对临界的情况，例如电视频道邻近其他业务（小功率或单独接收），频谱模
型对频道外的衰减要求较高。临界情况下的频谱模型如图14所示。临界模型的
拐点见表19。
4.8.3 RF信号的中心频率
射频信号的标称中心频率fc为：
这是使用中的UHF频道的正确中心频率。这一中心频率可以偏移以改善频谱
分配。
图14 临界情况的频谱
表19 临界情况下的频谱拐点
附录A（标准的附录）
仿真系统性能
表A1、A2、A3给出了信道编码和调制的“理想信道估计和无相位噪声” 仿真性
能预期。这些结果是对高斯信道、瑞森信道（F1）和瑞利信道（P1）给出的，有
关F1和P1在附录B叙述。关联的有用比特率也按照保护间隔和有效符号持续时
间的函数按四种不同保护间隔值给出。
表A1 各种码率和调制类型在维特比解码后BER=2X10
-4
，
非分层传输时要求的C/N。也给出了RS解码后的净比特率
表A2 维特比解码后BER=2X10
-4
，分层传输时要求的C/N
表A3 分层传输，维特比解码后BER=2X10
-4
时要求的C/N
附录B （资料的附录）
F1和P1的定义
系统性能用两个信道模型分别仿真，固定接收为-F1，便携接收为-P1。
信道模型由以下方程式产生，其中x(t)和y(t)分别为输入和输出信号：
a) 固定接收F1：
其中：
- 求和前的第一项是可见行
- N是回波数，等于20
- θi是表B1所列第I条路径的散射引起的相移；
- ρi表B1所列第I条路径的衰减；
- τi表B1所列第I条路径的相对延迟
瑞森系数K是直射路径和反射路径的功率比，表示为：
仿真时，瑞森系数K=10dB，此时：
b) 便携接收，瑞利衰落（P1）
θi、ρi、τi见表B1。
附录C（资料的附录）
交织示例
表C.1描述了2K模式、64QAM、非分层传输下，超帧中第一个符号的比特交
织和符号交织规则以及相应的在载波上的映射。
当进入比特交织器的输入比特编号为0到9071，并且与相应的载波编号一
致时，表C.1表示输入比特指向图7a所示的影射块。该指针即为交织器输入比
特的编号。
表C.1 输入比特的映射
附录D（资料的附录）
被发射信号的实施指南
本文件用于定义唯一的发射信号，不考虑实现的问题，特别是不涉及对产生
和解调OFDM符号特别重要的快速傅立叶变换FFT，本附录说明，如何避免在使
用FFT时可能遇到的某些缺陷。
D.1 FFT的使用
每个传输帧的每个OFDM符号，被发射信号都是由4.4节的表达式明确规定
的。如果被在每个传输符号周期的持续时间内发射的波形单独取决于复杂值
Cm,l,k的K值，这些复杂的方程式就可以进行简化，Cm,l,k定义该周期内有效
载波K的合成幅度。因此每个符号都可以独立考虑，从t=0到t=Ts周期的信号，
可以表示为：
该表达式与离散傅立叶反变化之间有一个明显的雷同之处（见注）
注1：这是工程上通用的反DFT的定义
前向纠错的DFT的指数为-j
但数学上有时采用相反的符号，因此正向变换为-j指数，反向变换为
j指数；
公式中的符号依从工程和数学上通用的术语；
本文件的其他地方不会重复出现这些符号；
由于有不同的有效快速傅立叶变换算法可以实现DFT和反DFT，DVB-T调制
器采用反傅立叶变换产生与每个符号的有用部分长度Tu相对应的N个采样点x
n
，
保护间隔通过复制这些采样的NΔ/T
U
，加在有用部分的前面。然后对每个符号重
复这个过程，建立一个DVB-T信号的复合基带表达式，后续的上变频处理，给出
一个中心频率为fc的实时信号s(t).
但要注意，K个Cm,l,k值映射到N个IFFT时的系数Xq。
注2：前向FFT可以简单地用于解调器。
D.2 基带中心频率的选择
中间发射载波（k′=0）基本函数对每个符号都是常数，
因此这个载波是在中心频率fc被发射的，并且当每个符号都以同一数
值调制时，不存在相位不连续的问题。
这个中间载波的数据映射到指针q的一个IFFT系数Xq，因此相应的反DFT
基本函数e
j2πnq/N
在保护间隔内具有整数个周期，而与所用的保护间隔长度（有用
符号周期Tu的1/32，1/16，1/8或1/4）无关。因此对中间载波选择的指针q
是32的倍数。
特别推荐采用下述选择之一，以满足简化实施的要求：
a) 中间载波赋值为中途指针q=N/2，即半采样频率，或者
b) 中间载波赋值为指针q=0，即直流或０频率。
D.3 其他潜在的困难
IFFT产生的复合基带信号变换到一个设计的中心频率为中心的实时信号的
变换过程同样需要保证其结果要符合技术要求。尤其是：
a)发射信号的频谱与规范相比不会倒转，即发射载波的最高端将搬移调制
Cm,j,k
max。
b) 与规范相比，被发射信号没有“翻转的虚轴”。在发射信号的表达式s(t)
中，如果Cm,l,k用复变量Cm,l,k代替，就会出现这种情况。
某些可能产生的错误是：
c) 不正确的复数-实数变换可能产生频谱和虚轴的翻转
d) 前向FFT代替反向FFT会产生虚轴倒转
e) 如果通过一些引起频谱翻转的外差过程使信号频率偏移，则也会引起虚
轴倒转。
如果这种过程重复进行，最终的信号就会符合规范。
2024年5月7日发(作者：毕元恺)
EN 300 744
V1.1.2（1997-08）
欧洲标准（电信系列）
数字视频广播（DVB）
数字地面电视的帧结构，信道编码与调制
欧洲广播联盟（EBU）
ETSI
欧洲电信标准协会
目录
知识产权
序言
1 范围
2 引用标准
3 定义、符号与缩略语
3.1 定义
3.2 符号
3.3 缩略语
4 基线系统
4.1 一般考虑
4.2 接口
4.3 信道编码与调制
4.3.1 传输复用与能量分布的随机化
4.3.2 外码与外交织
4.3.3 内码
4.3.4 内交织
4.3.4.1 比特交织
4.3.4.2 符号交织
4.3.5 信号星座与映射
4.4 OFDM帧结构
4.5 参考信号
4.5.1 功能与来源
4.5.2 参考序列的定义
4.5.3 离散导频的位置
4.5.4 连续导频载波的位置
4.5.5 所有参考信号的幅度
4.6 传输参数信号（TPS）
4.6.1 TPS的范围
4.6.2 TPS传输格式
4.6.2.1 初始化
4.6.2.2 同步
4.6.2.3 TPS长度指示器
4.6.2.4 帧数目
4.6.3.5 星座
4.6.2.6 分层信息
4.6.2.7 码率
4.6.2.8 保护间隔
4.6.2.9 传输模式
4.6.2.10 TPS的误码保护
4.6.3 TPS调制
4.7 每个OFDM超帧的RS包数目
4.8 频谱特性与频谱模板
4.8.1 频谱特性
4.8.2 带外频谱模板
4.8.3 射频信号的中心频率
附件A（标准的附录）：仿真系统的性能
附件B（辅助信息）：P1和F1的定义
附件C（辅助信息）：交织示例
附件D（辅助信息）：发散信号的处理规则
D.1 FFT的应用
D.2 “基带”中心频率的选择
D.3 潜在的难题
历史
知识产权
现有文件的知识产权要素或保护要点已经由ETSI公告。任何ETSI的成员
和非成员如果要公开使用与这些要点相关的资料，都可以在ETR314中找到：
“ETSI有关ETSI标准的知识产权、要点或保护要点，知识产权通告”。这些都
可以从ETSI秘书处免费获取。最新的资料更新可以在ETSI网站得到。
（/ipr）
序言
第二版本包含以下纯属编辑性质的修改，以前的版本是ETS，现在则称为
EN。
1）在正式文本的首页增加DVB标识；
2）标题由“电视、声音和数据业务等的数字广播系统”改为“数字视频广播等”；
3）序言中增加DVB内容
本欧洲标准（通讯系列）由欧洲广播联盟（EBU）、电工标准化欧洲委员会
（CENELEC）和欧洲电讯标准协会（ETSI）的联合技术委员会（JTC）提出。
说明：JTC于1990年开始联合起草广播及相关领域的专用标准。从1995年
开始，JTC成为包括CENELEC备忘录在内的三部分实体，从事无线电和电视接
收机的标准化。EBU是一个广播机构的专业协会，这些机构的成员在技术、法
律、节目制作和节目交换领域进行合作。EBU由欧洲广播领域的大约60个国家
组成；总部设在日内瓦。
*欧洲广播联盟EBU
Case Postal 67
Switzerland
Tel: +41 22 717 21 11
FAX: +41 22 717 24 81
数字视频广播（DVB）工程
DVB工程于1993年启动，它是一个电视行业的公众和私人机构的市场化联
盟。其宗旨是为引入基于MPEG2的数字电视业务而确立一个框架。现在已经有
全球25个国家的200多个组织参加。DVB培育消费电子和广播工业的市场化体
制，即满足真实需求和经济环境。
提出的日程安排
ETS 300 744的采用日期：1997.2.28
ETS 300 744（doa）最新发日期：1997.6.30
新国家标准的最新颁布日期或认可ETS 300 744的日期（dop/e）：1997.12.31
相矛盾的国家标准的撤消日期（dow）:1997.12.31
1 范围
本文件描述数字地面电视广播的基线传输系统。规定了数字多节目地面
LDTV/SDTV/EDTV/HDTV业务的信道编码/调制系统。其范围如下：
给出数字地面电视基线系统的一般说明；
确定基线系统完整的性能要求和特征，以便实现业务质量目标；
规定了数字调制信号，以保证不同厂家研制的设备之间兼容；
因此，本文涉及到接收方面的问题是必要的。
2 引用标准
所引用标准应为：
a) 特殊的出版文号（由出版日期、版号、版本号等确定），其后的修订版，不
采用；
b) 高于或包括指定版本的所有版本（版本同一性确定前，由“高于或包括”确
定）；
c) 包括指定版本及其后版本的所有版本（版本同一性确定后，由“先前”确定）；
d) 没有明确版号的出版物，采用最新版本。
ETS非特殊的参考，也将作为相同版号的EN的最新出版物引用。
[1] ISO/IEC 13818第1、2、3部分（1994年11月）：“活动图象和伴音的
编码”。
[2] EN 300 421：“数字视频广播（DVB）；11/12Ghz卫星业务的帧结构，
信道编码与调制”。
[3] EN300 429：“数字视频广播（DVB）；电缆系统的帧结构，信道编码
与调制”
3 定义、符号及缩略语
3.1 定义
按照本文件的目的，采用以下定义：
约束长度：卷积编码器中延迟元件数+1
3.2 符号
根据本文件的用途，下列符号被采用：
A(e) 内部比特交织器e输出矢量
a
e,w
内部比特交织器输出码流e的比特数w
α 分层传输QAM调制时的星座比率
B(e) 内部比特交织器e输入矢量
b
e,w
内部比特交织器输入码流e的比特数w
b
e,do
内交织器解复用器的解复用后的比特流数e的输出比特数do
c
m.1.k
3.3 缩略语
文件中采用下述缩略语：
ACI 邻频道干扰（Adjacent Channel Interference）
AFC 自动频率控制(Automatic Frequency Control)
BCH BCH码(Bose-Chauhuri-Hocquenghem code)
BER 误码率或误比特率（Bit Error Ratio）
D/A 数模变换器（Digital-to-Analogue converter）
DBPSK 差分二进移相键控调制（Differential Binary Phase Shift Keying）
DFT 快速傅立叶变换（Discrete Fourier Transform）
DVB 数字视频广播（Digital Video Broadcasting）
DVB-T 数字地面电视广播（DVB Terrestrial）
EDTV 增强清晰度电视（Enhanced Definition Teleision）
ETS 欧洲电信标准（European Telecoammunication Standard）
FEC 前向纠错（Forward Error Correction）
FFT 快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform)
FIFO 先进先出移位寄存器(First-In First-Out shift register)
HDTV 高清晰度电视(High Definition Television)
HEX 十六进制符号(Hexadecimal notation )
HP 高优先权比特流(High Priority bit stream)
IF 中频(Intermediate Frequence)
IFFT 快速傅立叶反变换(Inverse Fast Fourier Transfom)
LDTV 有限清晰度电视(Limited Definition Televition )
LO 本地震荡器(Local Oscillator)
LP 低优先权比特流(Low Priority bit stream)
LSB 最小有效比特(Least Significant Bit)
MPEG 活动图象专家组(Moving Picture Experts Group)
MSB 最大有效比特(Most Significant Bit)
MUX 复用(Multiplex)
NICAM 近瞬态压缩扩展音频复用（Near-Instantaneous Companded Audio
Multiplex）
OCT 十进制符号(Octal notation)
OFDM 正交频分复用（Orthogonal Frequence Division Multiplexing）
PAL 逐行倒相（Phase Alternating Line）
PCR 节目时钟基准（Program Clock Reference）
PID 节目标识符（Program Identifier ）
PRBS 伪随机二进制序列（Pseudo Random Binary Sequence）
QAM 正交幅度调制（Quadrature Amplitude Modulatin）
QEF 准无误码(Quasi Error Free)
QPSK 四进移相键控（Quaternary Phase Shift Keying）
RF 射频(Radio Frequence)
RS Rs码（Reed-Solomon）
SDTV 标准清晰度电视（Standard Definition Television）
SECAM
具存储器的序贯色彩，一种欧洲电视标准(Systeme Sequentiel Couleur A Memoire)
SFN 单频网（Single Frequence Network）
TPS 传输参量信令（Transmission Parameter Signalling）
TV 电视（Television）
UHF 超高频（Ultra-High Frequece）
VHF 甚高频（Very-High Frequence）
4 基线系统
4.1 一般考虑
系统方框图描述了设备与MPEG2传输复用器输出的基带电视信号的匹配及
地面信道特性。对数据流将应用以下处理（见图1）：
传输复用及能量散布的随机化
外码（即RS码）
外交织（即卷积交织码）
内码（即收缩卷积码）
内交织
映射与调制
正交频分复用OFDM传输
系统与MPEG2编码的电视信号ISO/IEC 13818[1]兼容。
由于该系统是为地面数字电视业务设计的，工作于为模拟传输配置的UHF
频谱（见注），因此，系统必须具有抵抗来自现有PAL/SECAM业务的高电平同
频干扰（CCI）和邻频干扰（ACI）的能力。在UHF频段应用时，还必须允许最
大的频谱效率。这一要求可以通过采用单频网工作实现。
注：即8MHz信道间隔。本文件用于7MHz信道时，所有系统参数都按照
系统时钟从64/7MHz到准确的8MHz的变比成比例缩小。帧结构以及编码、映
射、内交织的规则不变，只有系统的数据容量，由于系统的信号带宽减少，要按
照7/8的比例减少。
要实现这些要求，决定采用具有误码纠错的OFDM系统。为了最大限度地
与卫星基线规范（见EN 300 421[2]）和电缆基线规范（见EN 300 429[3]）一致，
外码和外交织是通用的。内码则与卫星基线规范相同。为了取得网络拓扑和频率
效率之间的最佳互换，采用了灵活的保护间隔技术。从而使系统可以支持不同的
网络结构，如大范围的单频网和单机发射，以保证最大的频率效率。
定义两种工作模式：2K模式和8K模式。2K模式使用于单发射机工作和发
射机间隔距离有限的小型单频网。8K模式可用于单发射机工作以及小型和大型
单频网。
系统允许不同电平的QAM调制和采用不同的内码码率，以牺牲码率换取较
好的不平度。系统也允许两个电平分级的信道编码，包括相同的和多协议星座。
因此系统方框图将扩展为包括图1中虚线所示的模块。分路器将输入的传输流分
为两路独立的MPEG传输流，称为高优先权和低优先权码流。这两种比特流被
映射器和调制器映射为信号星座，因此映射器和调制器有相应的输入端数。
为保证这种分层系统传输的信号能被简单的接收机接收，分层特性取决于不
采用分层源编码的分层信道编码和调制。
这样，节目业务就可以做到一个低码率的粗糙的图象与其他的较高码率较好
质量的图象“同播”。相反，完全不同的节目也可以按不同的图象质量等级以分
离的码流发射。因此接收机只要一台原理相反的设备：解内交织，解内码，解外
交织，解外码和复用适配。因此接收机中唯一增加的部分是解调器和解映射器，
用于产生从映射在发送端的码流中选择的码流。
这种接收机是经济型的，在连续解码并出现图象和声音时，从一层到另一层
切换（即在接收过程中选择比较差的层）时，将无法接收。当内解码和不同的信
源解码器适当的重新组合并重新锁定时，暂停是必然的（亦即图象冻结约0.5秒，
声音中断约0.2秒）。
图1：系统方框图
4.2 接口
本文件中定义的基线系统按下列接口分隔：
位置 接口 接口类型
发射台 输入 MPEG2传输流复用
输出 射频信号
接收装置 输入 RF
输出 MPEG2传输流复用
连接
自MPEG2复用器来
至天线
从天线来
至MPEG2解复用器
4.3 信道编码与调制
4.3.1 传输复用和能量分布随机化
系统输入码流将组织在固定长度包内，跟在MPEG2传输复用器后。MPEG2
传输复用包的总长度为188字节。它包括1字节同步字（即47H）在发射端的处
理次序是从同步字节（即01 000 111）的MSB（即“0”）开始。为了保证足够的
二进制变换，输入MPEG2复用器的数据将按照图2描述的结构随机化。
图2 加扰和去加扰原理图
伪随机二进制序列（PRBS）的生成多项式应为：1+X
14
+X
15
注：这儿给出的多项式表达式是按从卫星基线规范EN 300 421[2]导出的形
式描述的。在其他地方，卫星和地面规范两者通常采用不同的多项式符号，即
Peterson和Weldon教科书中的多项式符号。（纠错码，第二版，MIT出版，1972）
将序列“100”加载到PRBS寄存器，如图2所示，就会在每
八个传输包的起始进行初始化。为了给去加扰器提供一个初始化信号，八个包群
中的第一个传输包的MPEG2同步字节从47
HEX
（SYNC）做比特反转为B8
HEX
（SYNC）。这一过程即为“传输复用适配”。（见图3B）
PRBS发生器输出的头一个比特用做紧随其后的反转MPEG2同步字节（即
B8H）的第一个字节的头一个比特（即MSB）。为了实现其他同步功能，在随后
的7个传输包的MPEG2同步字节期间，PRBS连续发生，但无输出。剩下的这
些是非随机化的。因此PRBS序列将为1503字节。当调制器的输入比特流不存
在或与MPEG2传输流格式不兼容（即同步字节为+187字节）时，随机化过程仍
然起作用。
4.3.2 外码与外交织
外编码和外交织将决定输入包结构（见图3a）。
Reed-Solomon截短码RS（204，188, t=8）（见注1）取自原始的系统RS码
RS（255，239，t=8）,将此码应用于图3b的随机化传输包（188byte），以产生一
个误码保护包（见图3c）。RS编码也用作非反转（47H）或反转（B8
H）包的同
步字节。
注1：RS码长度为204字节，在204字节的接收字中，数据字节大小为
188字节，允许校验8个随机的错误字节。
码生成多项式为：g(x)=(x+λ
0
) (x+λ
1
) (x+λ
2
)…… (x+λ
15
)，
其中λ=02
HEX
字段生成多项式为：p(x)= x
8
+ x
4
+ x
3
+ x
2
+1
RS截短码可以在RS（255，239，t=8）编码器的输入端，在数据字节后增加
51个字节，并全部置零。RS编码后，这些空字节被丢弃，生成N=204字节的RS
码。
如原理图4所示，深度为I=12的卷积交织用于误码保护包（见图3c），从
而形成交织的数据结构（见图3d）。卷积交织过程基于和Ramsey拉姆塞Ⅲ型逼
近法兼容的I=12Forney福奈逼近法。被交织的数据字节将使误码保护包排列有
序并被反转或非反转MPEG2同步字节所分割（保持204字节周期）。
交织器可以由I=12分支组成，通过输入开关周期性地接到输入字节串。每
个分支j都是一个深度为j×M单元的先进先出移位寄存器，其中M=17=N/I，
N=204。这个先进先出单元包括1字节，输入和输出开关是同步的。
同步过程中，SYNC字节和将在“0”支路发送（时延校为零）。
注：解交织器在原理上与交织器类似，但支路指针则相反（即j=0调为最大
时延）。解交织器的同步可以由“0”支路的第一个识别同步字节（SYNC或
发送。
）
是非随机同步字节补码，SYNCn是非随机同步字节，n=2，3，……8
4.3.3 内码
系统允许的收缩卷积码的范围以码率为1/2，64状态的主卷积码为基础。这
就允许对一种指定业务或非分层或分层传输模式选择最合适的纠错电平。主码的
生成多项式对X输出，为G
1
=171
OCT
，对Y输出为G
2
=133
OCT
（见图5）。
如果采用两电平分层传输模式，两个并行的信道编码器都可以具有相同的码
率。除1/2码率的主码外，系统还允许2/3、3/4、5/6、7/8的收缩码率。
收缩卷积码按表3所示使用。也可见图5。表中X和Y相对于卷积编码器
的两个输出。
表2：可能的码率下，并-串变换后的收缩模式和发送序列
码率R 收缩模式 发送序列（并-串变换后）
1/2 X：1 X
1
Y
1
Y：1
2/3 X=1 0 X
1
Y
1
Y
2
Y=1 1
3/4 X=1 0 1 X
1
Y
1
Y
2
X
3
Y=1 1 0
5/6 X=1 0 1 0 1 X
1
Y
1
Y
2
X
3
Y
4
X
5
Y=1 1 0 1 0
7/8 X=1 0 0 0 1 0 1 X
1
Y
1
Y
2
Y
3
Y
4
X
5
Y
6
X
7
Y=1 1 1 1 0 1 0
X1首先发送，在超帧的起始，SYNC或
入”点。超帧在4.4节中定义。
第一个卷积编码比特总是校正为X1。
的MSB将位于图5的“数据输
4.3.4 内交织
内交织包括跟随符号交织的比特交织。比特交织和符号交织以块为基础。
4.3.4.1 比特交织
由两个比特流组成的输入，解复用为V个子码流，其中对QPSK，V=2；
16QAM时V=4；64QAM时V=6。在非分层模式中，单个输入码流解复用为V
个子码流；分层模式中，高优先权码流解复用为两个子码流，低优先权码流解复
用为V-2子码流。它用于均匀和非均匀QAM模式，见图7a和7b。
图5 1/2码率的主卷积码
图6 内码和内交织
解复用是以输入比特x
di
在输出比特b
e
，
do
上的映射定义的。
在非分层模式中，x
di
=b
[di(mod)v](div)(v/2)+2[di(mod)v/2]
, di (div)v
分层模式中，x’
di
=b
di(mod)2
, di (div)2
x’’
di
=b
di(mod)(V-2)(div)((V-2)/2)+2[di(mod)((V-2)/2]]+2,
di (div)(v-2)
式中： x
di
是非分层模式中解复用器的输入；
x’
di
是解复用器的高优先权输入；
x’’
di
是分层模式中解复用器的低优先权输入；
di是输入比特数；
b
e
，
do
是解复用器的输出；
e
是解复用的比特流数目（0≤e＜V）
do：解复用器输出端一给定码流的比特数；
mod：取整运算
div：整除运算
解复用得出下列映射：
QPSK：x
0
映射到b
0,0
x
1
映射到b
1,0
16QAM非分层传输： 16QAM分层传输：
x
0
映射到b
0,0
x’
0
映射到b
0,0
x
1
映射到b
2,0
x’
1
映射到b
1,0
x
2
映射到b
1,0
x
’’0
映射到b
2,0
x
3
映射到b
3,0
x
’’1
映射到b
3,0
64QAM非分层传输： 64QAM分层传输：
x
0
映射到b
0,0
x’
0
映射到b
0,0
x
1
映射到b
2,0
x’
1
映射到b
1,0
x
2
映射到b
4,0
x
’’0
映射到b
2,0
x
3
映射到b
1,0
x’’
1
映射到b
4,0
x
4
映射到b
3,0
x’’
2
映射到b
3,0
x
5
映射到b
5,0
x
’’3
映射到b
5,0
图7a 非分层传输模式，输入比特在输出调制符号上的映射
图7b 分层传输模式下，输入比特在输出调制符号上的映射
解复用器的每个子码流都由一个单独的比特交织器处理。所以按V共有6
个交织器，标号为I0到I5。其中I0和I1用作QPSK，I0到I3用于16QAM，I0
到I5用于64QAM。
比特交织只在有用数据上进行。每个交织器的块的大小是一样的，但每种情
况下的交织序列则不同。比特交织块的大小为126比特。所以块交织过程对2K
模式，是有用数据的每个OFDM符号准确重复12次，对8K模式则是每个符号
重复48次。每个比特交织器的输入矢量定义为：
交织输出矢量
其中e的范围从0到v-1
定义为：
其中H
e
（
w
）
是置换函数，对每个交织器是不同的。
每个交织器的H
e
（
w
）
定义如下：
v比特交织器的输出被分类形成数字数据符号，这样v比特的每个符号都包
括来自每一个v交织器中的一个比特。因此比特交织器的输出是个v比特字y’,
以I0的输出作为其最重要的比特，即：
4.3.4.2 符号交织
符号交织的目的是将V比特字映射在每个OFDM符号的1512个（2K模式）
或6048个（8K模式）有效载波上。符号交织器作用于1512（2K模式）或6048
个（8K模式）数据符号。
因此，对2K模式，来自比特交织器的126个数据字分12个组分别读入一
矢量Y’=（y’
0
, y’
1
, y’
2
……y’
1511
）。同样，在8K模式时，矢量Y’=（y’
0
, y’
1
,
y’
2
……y’
6047
）是126个数据字分48组的集合。
交织的矢量Y=（y0,y
1
,y
22
…… y
Nmax-1
）定义为：
其中对2K模式，Nmax=1512；对8K模式Nmax=6048。
定义OFDM帧中当前OFDM符号位置的符号指针按节4.4定义。
H（q）是置换函数，定义如下：
An(Nr-1)比特二进制字Ri’是用Nr=log
2
Mmax定义，其中Mmax=2048（2K模
式），Mmax=8192（8K模式）。Ri’取下列数值：
矢量Ri由矢量Ri’经比特置换得到，见表3a和3b。置换函数H（q）定义如
下：
生成置换函数的运算原理框图见图8a（2K模式）和8b（8K模式）。
表3
a 2K模式的比特置换
表3
b 8K模式的比特置换
图8a 2K模式符号交织器地址生成原理图
图8b 8K模式符号交织器地址生成原理图
同样的方法用于y’,y有v比特生成：
式中q’是符号交织器输出的符号数。
y的这些数值将数据影射到信号星座图中，将在4.3.5节讨论。
4.3.5 信号星座与映射
系统采用正交频分复用（OFDM）传输。一个OFDM帧中的所有数据载波
都是采用格雷码映射的QPSK、16QAM、64QAM、非均匀16QAM或非均匀
64QAM。对QPSK、16QAM和64QAM，按照下列方法应用格雷码映射。映射
将根据图9进行。
y
u,q’
表示这些比特描述一复合的调制符号z。
图9a QPSK、16QAM和64QAM映射及相应的比特图
图9b 非均匀16QAM和64QAM映射（α=2）
y
u,q’
表示这些比特描述一复合的调制符号z。
图9c 非均匀16QAM和64QAM映射（α=4）
y
u,q’
表示这些比特描述一复合的调制符号z。
非分层传输：
内交织输出的数据流由v比特字组成，它们根据图9a映射为一个复合的数z。
分层传输：
在分层传输的情况下，数据流按图7b格式化，然后按图9a、9b或9c所示映
射。
对分层16QAM：
高优先权比特是内交织器输出字的y
0,q’
和y
1,q’
比特。低优先权比特是内交
织器输出字的y
2,q’
和y
3,q’
比特。按图9a、9b或9c所示映射。例如左上角星座点
相应于1000，表示y
0,q’
=1，y
1,q’
= y
2,q’
= y
3,q’
=0。如果这一星座图是被解码的QPSK，
则高优先权比特y
0,q’
和y
1,q’
就被导出。要解码低优先权比特，则所有的星座都
要被检查，并从y
0,q’
、y
1,q’
、y
2,q’
和y
3,q’
中提取合适的比特y
2,q’
和y
3,q’
。
对分层64QAM：
高优先权比特是内交织器输出字的y
0,q’
和y
1,q’
比特。低优先权比特是内交
织器输出字的y
2,q’
、 y
3,q’
、 y
4,q’
和y
5,q’
比特。按图9a、9b或9c所示映射。如果
这一星座图是被解码的QPSK，则高优先权比特y
0,q’
和y
1,q’
就被导出。要解码低
优先权比特，则所有的星座都要被检查，并从y
0,q’
、y
1,q’
、y
2,q’
、 y
3,q’
、 y
4,q’
和y
5,q’
比特中提取合适的比特y
2,q’
、 y
3,q’
、 y
4,q’
和y
5,q’
。
4.4 OFDM帧结构
被发送的信号组织在帧中。每一帧的持续时间为T
F
，由68个OFDM符号
组成。四帧组成一个超帧。对8K模式，每个符号有K=6817个载波，2K模式有
K=1705个载波，并在持续时间T
S
内发送。T
S
包括两部分，持续时间为T
U
的有
用部分和保护间隔Δ。保护间隔循环存在于有用部分T
U
的延续，并插在这部分
的前面。有四个保护间隔值可用，按表5所列。不同的值按T=7/64μS的倍数或
微秒提供。
OFDM帧中的符号编号为0到67。所有符号都包含数据和参考信息。
由于OFDM信号有许多单独调制的载波组成，每个符号都可以分为小单元，
每个单元都相应于符号持续期内一个载波上的调制载波。
除了被发送的数据外，一个OFDM帧还包括：
- 离散导频
- 连续导频载波
- TPS载波
这些导频用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计、传输模式识别，也
用作相位噪声跟随。
这些载波用编号，以Kmin=0和Kmax=1704(2k模式)、6816（8K
模式）分别确定。相邻载波的间隔为1/T
U
，载波Kmin和Kmax之间的间隔由（K-1）
/T
U
确定。8K和2K模式下OFDM参数只如表4所示。
参数 8K模式 2K模式
载波数 6817 1705
载波Kmin编号 0 0
载波Kmax编号 6816 1704
持续期T
U
896μS 224μS
载波间隔1/T
U
（注1） 1116Hz 4464 Hz
载波Kmin和Kmax之间的间隔（K-1）/T
U
（注2）
7.61 MHz 7.61 MHz
注1：表列值为近似值
注2：7MHz带宽时为6.66MHz
发送信号用以下多项式描述：
k：载波数
l： OFDM符号数
m：传输的帧数
K：传输载波数
T
S
：符号持续期
T
U
：载波间隔
Δ：保护间隔时间
fc：RF信号的中心频率
k’：相对于中心频率的载波编号
c
m,0,k
：对m帧中数据符号1的载波k的复合符号
c
m,1,k
：对m帧中数据符号2的载波k的复合符号
…
c
m,67,k
：对m帧中数据符号68的载波k的复合符号
表5 允许的保护间隔下，符号的持续期
c
m,1,k
是根据数据的调制字母表，星座点z的规格化调制值。
表6 数据符号的标准化系数
4.5 参考信号
4.5.1 功能与来源
OFDM帧中不同的单元调制有接收机能接收的参考信号，这些参考信号被发
射出去。这些单元所包含的参考信息以“自举”的功率电平被发射（见4.5.5
节）。这些单元中被发射的信息就是离散导频或连续导频。
每个连续导频都与每四个符号一个离散导频相对应；符号之间的有用数据载
波的数目是个常数：2K模式是1512个有用载波，8K模式是6048个有用载波。
离散导频或连续导频信令的数值来自伪随机二进制序列（PRBS），这是一个
对每个被发射载波都一样的数值序列。（见4.5.2节）
4.5.2 参考序列的定义
连续和散布导频是按照与各自的载波编号k相应的PRBS序列w
k
被调制的。
着个序列也给出了TPS信令的起始相位（详见4.6节）。
PRBS序列按图10生成。
PRBS进行初始化，以便PRBS的第一个输出比特与第一个有效载波相对应。
在每个有用载波上由PRBS生成一个新的数值（无论它是否是导频）。
伪随机二进制序列的生成多项式为：X
11
+X
2
+1 （见图10）
4.5.3 离散导频的位置
从参考序列提取的参考信令是在每个符号的离散导频上被发射的。离散导频
允许在“自举”的功率电平上被发射。因此相应的调制由下式给出：
式中m是帧编号，k是载波的频率编号，I是符号的时间编号。
对编号为1的符号（范围为0~67）来说，那些属于子集
p为整数，p≥0,k∈[k
min
,k
max
]}的载波就是离散导频。
其中p为所有大于或等于零的整数，使k不超出有效范围[k
min
,k
max
].
导频插入图形见图11所示。
图11 帧结构
4.5.4 连续导频载波的位置
除了上述的离散导频外，还根据表7插入177个（8K模式）或45个（2K
模式）连续导频。
注：这里“连续”的意思是指这些导频出现在所有符号中。
所有连续导频都按照参考序列被调制，见4.5.2节。
连续导频在“自举”功率电平被发射。
相应的调制由下式给出：
4.5.5 参考信令的幅度
如4.4节所述，所有数据单元的调制都按E[c×c*]=1格式化。
所有连续或离散导频，它们都是节4.5.3或4.5.4定义的一部分，并都在自
举电平发射，因此E[c×c*]=16/9。
4.6 传输信令TPS
TPS载波用于传输与传输方案即信道编码与调制有关的参数。对2K模式，
TPS是在17个TPS载波，对8K模式是在68个载波上被并行传输的。相同符号
中的每个TPS载波传送相同的差分编码信息比特。下列载波编号包含了TPS载波。
表8 TPS载波的的编号
TPS载波将信令传输至：
a) 包括QAM星座图的α值的调制信息；
b) 分层信息；
c) 保护间隔（对原始产物没有，但在重新配置的情况下，为支持接收机初
始响应，则有）
d) 内码码率
e) 传输模式（2K或8K，对原始产物没有，但在重新配置的情况下，为支持
接收机初始响应，则有）
f) 一个超帧中的帧数目。
注：α值描述基于广义QAM星座的云空间的调制。承认包括QPSK、16QAM
和64QAM的均衡与非均衡调制原理规范。
4.6.1 TPS的范围
TPS定义在68个连续的OFDM符号即一个OFDM帧之上，四帧相当于一个超
帧。
与每个OFDM帧头一个符号的TPS载波相应的参考序列，用于对TPS载波上
的TPS调制初始化。每个TPS块（相当于一个OFDM帧）包含68比特，定义如下：
- 1个初始化比特；
- 16个同步比特；
- 37个信息比特；
- 14个用于误码保护的冗余比特。
37个信息比特中，23个已经使用，14比特则留待今后使用，并设为零。
4.6.2 TPS的传输格式
传输参数信息按表9传输。
每个传输参数：星座特性、α值、码率、超帧指示器及保护间隔在比特组合
上的映射根据4.6.2.1至4.6.2.8节的说明实现。
表9 TPS信令和格式
超帧m’中传输TPS信息比特s
25
-s
39
永远适用于超帧m’+1，其余比特则总
是归于超帧m’。
4.6.2.1 初始化
对差分2PSK调制，头一个比特s
0
是初始化比特。TPS初始比特的调制源自
4.5.2节定义的PRBS序列。这一过程在4.6.3节详细叙述。
4.6.2.2 同步
TPS的1到16比特是同步字。
每个超帧中的第一和第三TPS块都有下列同步字：
s
1
-s
16
=1110
第二和第四TPS块都有下列同步字：
s
1
-s
16
=1101
4.6.2.3 TPS长度指示器
TPS信息的第一个6比特用做TPS长度指示器（二进制计数），指示TPS中
所用比特数。目前这一长度指示器的值为s
17
-s
22
=010111 。
4.6.2.4 帧数
四帧组成一个超帧，超帧内的各帧按表10从0到3编号。
表10 帧数的信令格式
4.6.2.5 星座
星座按表11用2比特表示。为了确定调制模式，接收机也将按表12给出的
分层信息解码。
表11 可能的星座图信令
4.6.2.6 分层信息
分层信息详细规定传输是否分层，如果是，则α值是多少。相应于不同α
值的QM星座图如图9a/9b/9c所示。其中α值按表12 用三个比特表示。
表12 α值的信令格式
4.6.2.7 码率
非分层信道编码与调制要求同一码率r。此时三个比特规定了表13指定的
码率，三个比特的值为000。
实现分层调制两种不同电平要采用两种不同的码率。从高优先权r
1
码率开
始，以低优先权r
2
码率结束.每种码率按表13表示。
4.6.2.8 保护间隔
保护间隔的值按表14表示。
表13 各种码率的信令格式
表14 各种保护间隔的信令格式
4.6.2.9 传输模式
两个比特用来表示传输模式（2K或8K）。
表15 传输模式的信令格式
4.6.2.10 TPS的误码保护
包括TPS同步字节和信息字节的53个字节（s
1
-s
53
）是由BCH截短码BCH（67，
53，t=2）的14个奇偶比特扩充而来，这一截短码源自原始系统BCH（127，113，
t=2）码。
码的生成多项式为：
BCH截短码可以通过在BCH（127，113，t=2）编码器输入的信息比特前增加
60比特且全部置零获得。BCH编码后，这些空比特将舍弃，生成67比特的BCH
码字。
4.6.3 TPS调制
TPS单元是在“正常”功率电平发送的，即以能量等于全部比特平均值的电
平发送，即E[c×c*]=1。
每个TPS载波是DBPSK调制，并传诵相同的信息。DBPSK在每个TPS块的开
始被初始化。
以下规律适用于TPS导频的差分调制。这些导频位于帧m中符号I的载波k：
一帧中第一个符号中的TPS载波的绝对(absolute)调制来自如下的参考序
列w
k
:
4.7 每个OFDM超帧RS包的数量
OFDM帧结构允许对RS的204比特包的整数包在一个超帧传输，所以无论哪
种星座、不同的保护间隔长度和码率或信道带宽都可以避免任何填充的要求，见
表16。
表16 不同保护间隔、码率和调制模式的组合下
每个OFDM超帧中RS包的数目
表17 非分层系统不同保护间隔、星座和码率下的有用比特率
4.8 频谱特性与频谱模型
4.8.1 频谱特性
OFDM符号组成一族间隔相等的正交载波，这些数据载波的幅度和相位按照
4.3.5节所述的映射过程逐个符号变化。
每个载波的功率谱密度Pk(f)在频率：
时为：
被调数据载波的全部功率谱密度是全部这些载波功率谱密度之和。理论的
DVB传输信号频谱如图12所示。由于OFDM符号持续时间大于载波间隔的倒数，
每个载波的功率谱密度的主园顶部分要窄于两倍的载波间隔。因此在
7.608258MHz（2K）或7.611607 MHz（8K）名义带宽内谱密度不是一个常数（见
注）。
注：斜体字是近似值。
图12 保护间隔Δ=Tu/4时的理想DVB传输信号频谱
4.8.2 带外频谱模型
可以用适当的滤波器降低标称带宽以外的频率点的频谱电平。
数字地面电视发射机和工作在邻频道的模拟发射机共同工作时的频谱模板
见图13和表18。模拟发射机采用下列模拟制式：
图13所示的模板包含了对模拟电视的最低保护要求，这里模拟和数字电视
发射机是同时工作，并适用于以下情况：
- 数字和模拟发射机之间没有极化区别；
- 两台发射机的发射功率相同（模拟同步顶功率等于数字电视发射机的总
功率）；
如果两台发射机的发射功率不相同，就可以按以下比例修正：
修正=最小模拟有效发射功率erp-最大数字有效发射功率erp
修正后的拐点等于参考拐点加修正值（dB）。
图13 上下邻频道有模拟发射机同时工作时
数字地面电视发射机的频谱模型
表18 频谱模型的拐点
表18中的“n.a”表示模拟电视信号的这部分不存在或对频谱形状没有影响。
对临界的情况，例如电视频道邻近其他业务（小功率或单独接收），频谱模
型对频道外的衰减要求较高。临界情况下的频谱模型如图14所示。临界模型的
拐点见表19。
4.8.3 RF信号的中心频率
射频信号的标称中心频率fc为：
这是使用中的UHF频道的正确中心频率。这一中心频率可以偏移以改善频谱
分配。
图14 临界情况的频谱
表19 临界情况下的频谱拐点
附录A（标准的附录）
仿真系统性能
表A1、A2、A3给出了信道编码和调制的“理想信道估计和无相位噪声” 仿真性
能预期。这些结果是对高斯信道、瑞森信道（F1）和瑞利信道（P1）给出的，有
关F1和P1在附录B叙述。关联的有用比特率也按照保护间隔和有效符号持续时
间的函数按四种不同保护间隔值给出。
表A1 各种码率和调制类型在维特比解码后BER=2X10
-4
，
非分层传输时要求的C/N。也给出了RS解码后的净比特率
表A2 维特比解码后BER=2X10
-4
，分层传输时要求的C/N
表A3 分层传输，维特比解码后BER=2X10
-4
时要求的C/N
附录B （资料的附录）
F1和P1的定义
系统性能用两个信道模型分别仿真，固定接收为-F1，便携接收为-P1。
信道模型由以下方程式产生，其中x(t)和y(t)分别为输入和输出信号：
a) 固定接收F1：
其中：
- 求和前的第一项是可见行
- N是回波数，等于20
- θi是表B1所列第I条路径的散射引起的相移；
- ρi表B1所列第I条路径的衰减；
- τi表B1所列第I条路径的相对延迟
瑞森系数K是直射路径和反射路径的功率比，表示为：
仿真时，瑞森系数K=10dB，此时：
b) 便携接收，瑞利衰落（P1）
θi、ρi、τi见表B1。
附录C（资料的附录）
交织示例
表C.1描述了2K模式、64QAM、非分层传输下，超帧中第一个符号的比特交
织和符号交织规则以及相应的在载波上的映射。
当进入比特交织器的输入比特编号为0到9071，并且与相应的载波编号一
致时，表C.1表示输入比特指向图7a所示的影射块。该指针即为交织器输入比
特的编号。
表C.1 输入比特的映射
附录D（资料的附录）
被发射信号的实施指南
本文件用于定义唯一的发射信号，不考虑实现的问题，特别是不涉及对产生
和解调OFDM符号特别重要的快速傅立叶变换FFT，本附录说明，如何避免在使
用FFT时可能遇到的某些缺陷。
D.1 FFT的使用
每个传输帧的每个OFDM符号，被发射信号都是由4.4节的表达式明确规定
的。如果被在每个传输符号周期的持续时间内发射的波形单独取决于复杂值
Cm,l,k的K值，这些复杂的方程式就可以进行简化，Cm,l,k定义该周期内有效
载波K的合成幅度。因此每个符号都可以独立考虑，从t=0到t=Ts周期的信号，
可以表示为：
该表达式与离散傅立叶反变化之间有一个明显的雷同之处（见注）
注1：这是工程上通用的反DFT的定义
前向纠错的DFT的指数为-j
但数学上有时采用相反的符号，因此正向变换为-j指数，反向变换为
j指数；
公式中的符号依从工程和数学上通用的术语；
本文件的其他地方不会重复出现这些符号；
由于有不同的有效快速傅立叶变换算法可以实现DFT和反DFT，DVB-T调制
器采用反傅立叶变换产生与每个符号的有用部分长度Tu相对应的N个采样点x
n
，
保护间隔通过复制这些采样的NΔ/T
U
，加在有用部分的前面。然后对每个符号重
复这个过程，建立一个DVB-T信号的复合基带表达式，后续的上变频处理，给出
一个中心频率为fc的实时信号s(t).
但要注意，K个Cm,l,k值映射到N个IFFT时的系数Xq。
注2：前向FFT可以简单地用于解调器。
D.2 基带中心频率的选择
中间发射载波（k′=0）基本函数对每个符号都是常数，
因此这个载波是在中心频率fc被发射的，并且当每个符号都以同一数
值调制时，不存在相位不连续的问题。
这个中间载波的数据映射到指针q的一个IFFT系数Xq，因此相应的反DFT
基本函数e
j2πnq/N
在保护间隔内具有整数个周期，而与所用的保护间隔长度（有用
符号周期Tu的1/32，1/16，1/8或1/4）无关。因此对中间载波选择的指针q
是32的倍数。
特别推荐采用下述选择之一，以满足简化实施的要求：
a) 中间载波赋值为中途指针q=N/2，即半采样频率，或者
b) 中间载波赋值为指针q=0，即直流或０频率。
D.3 其他潜在的困难
IFFT产生的复合基带信号变换到一个设计的中心频率为中心的实时信号的
变换过程同样需要保证其结果要符合技术要求。尤其是：
a)发射信号的频谱与规范相比不会倒转，即发射载波的最高端将搬移调制
Cm,j,k
max。
b) 与规范相比，被发射信号没有“翻转的虚轴”。在发射信号的表达式s(t)
中，如果Cm,l,k用复变量Cm,l,k代替，就会出现这种情况。
某些可能产生的错误是：
c) 不正确的复数-实数变换可能产生频谱和虚轴的翻转
d) 前向FFT代替反向FFT会产生虚轴倒转
e) 如果通过一些引起频谱翻转的外差过程使信号频率偏移，则也会引起虚
轴倒转。
如果这种过程重复进行，最终的信号就会符合规范。