2024年5月25日发(作者：龚阳曦)
浅析无线麦克风的VCO电路
电压控制振荡器(VCO)是一种由外加电压控制改变振荡频率的振荡电路，与
PLL(锁相环)配合构成倍频电路为电路提供所需要的本振频率。
如右图1，由晶振为PLL提供基准频率fs。PC(PhaseComparator)相位比较器
提供控制信号控制VCO的振荡频率。fo(32.768KHz)经分频器1/N产生fo/N与
fs在PC比较，当fs=fo/N时，fs与fo/N二信号的相位相同，PLL为锁定状态，
这时可以得到fo=fsN的输出频率。
图2 VCO原理图
如上图2，这是一款U频段无线麦克风系统的VCO部分，其振荡频率为916
MHz，这里只定性分析一下。
一、电源部分：该电路的电源部分采用2节AA电池供电，3VDC经过直流升
压产生5VDC，再由5VDC经分压产生3V9DC供VCO使用。扼流圈L2防止高频信
号影响直流电源，22UF、10UF等电容滤掉直流杂波。L6、L7、L8、C12、C13、C
14等器件构成型与T型网络用于阻隔高频信号对三极管直流电压的干扰。
二、VCO部分：VCO部分由振荡部分与射频前级放大部分组成。
1、振荡部分：该振荡电路采用变容二极管作为调节频率元件。工作波长约
为3.3mm由于PCB板尺寸非常小，，导线长度为mm级远小于波长，虽然工作频
率较高此电路仍然可以近似按照集总参数分析。由金属带电感、C1、C2、C3、C
V、C16、C17、C26及2片1SV305构成振荡部分。由经典电路可知振荡电路近似
为
容。
由于实现916MHz的工作频率需要的非常小，高频电路的小电感不容易得到。
因此直接把电感制作在PCB板上。直金属带和导线可以实现低电感，典型值可以
达到2-3nH。直金属带的电感量L=2
l
{
l
n[
l
/(w+t)]+0.5+(w+t)/3l}近似得到，式
中
l
为导线长度、w为导线宽度、t为导线厚度。由直金属带(器件间导线)等效
电感与L3经串并联可以得到非常小的电感作为（大概为1.1nH左右）.
由C1、C2、C3与两片1SV305（C4、C5）组成。C4的控制电压由麦克风输入
的音频信号经过处理后提供，大概为1.5V左右，该电压控制C4电容的同时还改
变振荡管的跨导，而振荡频率与跨导有关，因而可以实现话音调制。C5的控制
电压由PLL得相位比较器输出经环路滤波器LPF提供，控制电压为1.1-1.4V左
右。LPF接有100pF旁路电容用于滤掉高频信号避免对直流控制电压的影响。参
考1SV305的参数手册可知这两个控制电压控制电容约为18-10pF。控制电压越
高，振荡管的电容越低，振荡频率越高。本振荡电路的总等效电容大约为18-20
PF.
式中为总等效电感、为固定电容等效值、CV为可调电
由单片机提供给C5的控制电压从1.1V变化至1.4V，振荡频率由916.000M
Hz变化至916.960MHz，分为64频道，频率间隔15KHz。
CV可变电容用于微调振荡电路的等效电感，从而改变振荡频率。R1为变容
二极管的直流偏偏置电阻，用于设置与电源之间的充放电常数，R1小则时间常
数小。L4、L5用于提高电路的高频阻抗。C9为隔直电容。
振荡部分的电容数值一般由数值与电路结构由设计人员从经验及典型电路
给出，具体至每个零件的参数则需要根据实际电路调试调整。
三极管TR2与R2构成电流反馈，由TR2的导通程度控制保持TR1的工作点。
振荡电路震荡后能够被保持的原因可以认为是共振电路的损耗部分被负阻
元件抵消掉了。C16、C17的大小及比值能够提供电路高频接地负阻的大小。若C
16/C17太小则负阻会变大，是电路振幅增大，波形受限制，同时也会增加输出
中的高次谐波，波形会失真。C16/C17太大则负阻会变小，不能够补偿共振电路
的损耗，振荡会停止。即是说C16/C17影响振荡的振幅条件。与C16联接的R7
与C16一起调节反馈的时间常数和相位，从而保证振荡的相位条件。
虽然TR1的负载直流阻抗不大，但其E极接有C17，因此增益为TR1固有的
增益约为7dB。
2、射频前级放大部分：振荡部分的输出信号经过C15隔直电容以及分压后
进入RF放大部分。放大部分采用双三极管BFM505-115组成达林顿电路增以提高
增益。由于TR3的E极接有旁路电容C23，其高频阻抗Re近似为0，TR3的C极
接有L9，与R7一起构成交流负载，高频阻抗较大，因此TR3的增益与TR1一样
为三极管本身的增益约为17DB，作为VCO的输出增益。
C24与C25为滤波电容，分别与TR1和TR3的输出阻抗(47Ω)构成低通滤波
器，滤掉振荡输出波形中的高次谐波。C10、C11、C19、C20(103p)为去耦电容，
防止高频信号从GND干扰电路。振荡信号经过前级放大后分为两路，一路去PLL
进行相位比较，一路去RFAMP放大后经天线发射出去。由C21、R4与C22、R5
分别组成阻抗匹配网络进行阻抗匹配。
右图为实物照片，高频振荡电路中存在分布电容杂散电容影响着震振荡频
率，因此一般采取使其小型化的措施，并放在金属罩内。本电路的实际尺寸为1
2mm×18mm，振荡电路的PCB布线策略非常重要，导线的参数直接影响电感的大
小从而决定电路振荡的频率。当电路节结构发生改变时本电路振荡部分所有器件
的参数均需要调整。本电路用于无线麦克风，VCO不需要很好的变化率，相位噪
声较低，稳定度高电路结构简单，采用SMD/SMT技术工艺使成本比较低廉，单片
制作引脚数少更换方便。
2024年5月25日发(作者：龚阳曦)
浅析无线麦克风的VCO电路
电压控制振荡器(VCO)是一种由外加电压控制改变振荡频率的振荡电路，与
PLL(锁相环)配合构成倍频电路为电路提供所需要的本振频率。
如右图1，由晶振为PLL提供基准频率fs。PC(PhaseComparator)相位比较器
提供控制信号控制VCO的振荡频率。fo(32.768KHz)经分频器1/N产生fo/N与
fs在PC比较，当fs=fo/N时，fs与fo/N二信号的相位相同，PLL为锁定状态，
这时可以得到fo=fsN的输出频率。
图2 VCO原理图
如上图2，这是一款U频段无线麦克风系统的VCO部分，其振荡频率为916
MHz，这里只定性分析一下。
一、电源部分：该电路的电源部分采用2节AA电池供电，3VDC经过直流升
压产生5VDC，再由5VDC经分压产生3V9DC供VCO使用。扼流圈L2防止高频信
号影响直流电源，22UF、10UF等电容滤掉直流杂波。L6、L7、L8、C12、C13、C
14等器件构成型与T型网络用于阻隔高频信号对三极管直流电压的干扰。
二、VCO部分：VCO部分由振荡部分与射频前级放大部分组成。
1、振荡部分：该振荡电路采用变容二极管作为调节频率元件。工作波长约
为3.3mm由于PCB板尺寸非常小，，导线长度为mm级远小于波长，虽然工作频
率较高此电路仍然可以近似按照集总参数分析。由金属带电感、C1、C2、C3、C
V、C16、C17、C26及2片1SV305构成振荡部分。由经典电路可知振荡电路近似
为
容。
由于实现916MHz的工作频率需要的非常小，高频电路的小电感不容易得到。
因此直接把电感制作在PCB板上。直金属带和导线可以实现低电感，典型值可以
达到2-3nH。直金属带的电感量L=2
l
{
l
n[
l
/(w+t)]+0.5+(w+t)/3l}近似得到，式
中
l
为导线长度、w为导线宽度、t为导线厚度。由直金属带(器件间导线)等效
电感与L3经串并联可以得到非常小的电感作为（大概为1.1nH左右）.
由C1、C2、C3与两片1SV305（C4、C5）组成。C4的控制电压由麦克风输入
的音频信号经过处理后提供，大概为1.5V左右，该电压控制C4电容的同时还改
变振荡管的跨导，而振荡频率与跨导有关，因而可以实现话音调制。C5的控制
电压由PLL得相位比较器输出经环路滤波器LPF提供，控制电压为1.1-1.4V左
右。LPF接有100pF旁路电容用于滤掉高频信号避免对直流控制电压的影响。参
考1SV305的参数手册可知这两个控制电压控制电容约为18-10pF。控制电压越
高，振荡管的电容越低，振荡频率越高。本振荡电路的总等效电容大约为18-20
PF.
式中为总等效电感、为固定电容等效值、CV为可调电
由单片机提供给C5的控制电压从1.1V变化至1.4V，振荡频率由916.000M
Hz变化至916.960MHz，分为64频道，频率间隔15KHz。
CV可变电容用于微调振荡电路的等效电感，从而改变振荡频率。R1为变容
二极管的直流偏偏置电阻，用于设置与电源之间的充放电常数，R1小则时间常
数小。L4、L5用于提高电路的高频阻抗。C9为隔直电容。
振荡部分的电容数值一般由数值与电路结构由设计人员从经验及典型电路
给出，具体至每个零件的参数则需要根据实际电路调试调整。
三极管TR2与R2构成电流反馈，由TR2的导通程度控制保持TR1的工作点。
振荡电路震荡后能够被保持的原因可以认为是共振电路的损耗部分被负阻
元件抵消掉了。C16、C17的大小及比值能够提供电路高频接地负阻的大小。若C
16/C17太小则负阻会变大，是电路振幅增大，波形受限制，同时也会增加输出
中的高次谐波，波形会失真。C16/C17太大则负阻会变小，不能够补偿共振电路
的损耗，振荡会停止。即是说C16/C17影响振荡的振幅条件。与C16联接的R7
与C16一起调节反馈的时间常数和相位，从而保证振荡的相位条件。
虽然TR1的负载直流阻抗不大，但其E极接有C17，因此增益为TR1固有的
增益约为7dB。
2、射频前级放大部分：振荡部分的输出信号经过C15隔直电容以及分压后
进入RF放大部分。放大部分采用双三极管BFM505-115组成达林顿电路增以提高
增益。由于TR3的E极接有旁路电容C23，其高频阻抗Re近似为0，TR3的C极
接有L9，与R7一起构成交流负载，高频阻抗较大，因此TR3的增益与TR1一样
为三极管本身的增益约为17DB，作为VCO的输出增益。
C24与C25为滤波电容，分别与TR1和TR3的输出阻抗(47Ω)构成低通滤波
器，滤掉振荡输出波形中的高次谐波。C10、C11、C19、C20(103p)为去耦电容，
防止高频信号从GND干扰电路。振荡信号经过前级放大后分为两路，一路去PLL
进行相位比较，一路去RFAMP放大后经天线发射出去。由C21、R4与C22、R5
分别组成阻抗匹配网络进行阻抗匹配。
右图为实物照片，高频振荡电路中存在分布电容杂散电容影响着震振荡频
率，因此一般采取使其小型化的措施，并放在金属罩内。本电路的实际尺寸为1
2mm×18mm，振荡电路的PCB布线策略非常重要，导线的参数直接影响电感的大
小从而决定电路振荡的频率。当电路节结构发生改变时本电路振荡部分所有器件
的参数均需要调整。本电路用于无线麦克风，VCO不需要很好的变化率，相位噪
声较低，稳定度高电路结构简单，采用SMD/SMT技术工艺使成本比较低廉，单片
制作引脚数少更换方便。