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NPC三电平逆变器共模电压及中点电位波动协同抑制方法

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2024年5月30日发(作者:甫良平)

NPC三电平逆变器共模电压及中点电位波动协同抑制方法

王萍;戚银;张云

【摘 要】为协同抑制NPC三电平逆变器的共模电压以及中点电位波动,本文提出

了一种新型反相位排列POD调制方法,在分析小矢量与大矢量对共模电压以及中点

电位波动影响的基础上,将空间矢量图中每个大扇区划分为6个小扇区,并在不同小

扇区中选择注入不同零序分量.与传统POD调制方法相比,本文所提方法能够协同

抑制共模电压以及中点电位波动.仿真和实验验证了本文所提方法的有效性与可行

性.

【期刊名称】《电力系统及其自动化学报》

【年(卷),期】2018(030)010

【总页数】6页(P28-33)

【关键词】三电平逆变器;反相位排列调制方法;共模电压;中点电位波动;协同抑制

【作 者】王萍;戚银;张云

【作者单位】天津大学电气自动化与信息工程学院,天津 300072;天津大学电气自

动化与信息工程学院,天津 300072;天津大学电气自动化与信息工程学院,天津

300072

【正文语种】中 文

【中图分类】TM464

随着逆变器电压等级不断提高,传统两电平逆变器中开关器件所承受的电压应力增

大,导致逆变器开关损耗增加,也给器件选型带来一定困难。而多电平逆变器能有

效降低开关器件的电压应力,同时还具有输出电流总谐波失真THD(total

harmonic distortion)值低、电磁干扰EMI(electromagnetic interference)

低等特性,其拓扑结构多采用二极管钳位型NPC(neutral point clamped)[1]、

飞跨电容型[2]、H桥级联型[3-4]以及混合型[5]等。

当NPC三电平逆变器外接光伏阵列时,由于对地寄生电容的存在,共模电压会导

致漏电流的产生,降低并网电能质量、存在人身安全隐患;当其外接电机时,共模

电压过大易造成轴承损坏,缩短电机的使用寿命[6];另一方面,此类逆变器存在

中点电位波动,而中点电位波动过大会带来输出电流低次谐波含量增多、电压应力

不均等问题。

抑制共模电压及中点电位波动的方法主要有两类,第1类是对硬件拓扑进行改进

[7],第2类是对调制方法进行改进。第1类方法易导致系统体积增大、损耗增加、

可靠性降低、经济性变差等问题。第2类方法主要包含基于零序分量[8]注入的脉

冲宽度调制PWM(pulse width modulation)和空间矢量[9]脉宽调制SVPWM

(space vector pulse width modulation)[10]两种调制方法。前者是通过在正

弦调制波的基础上叠加适当的零序分量来改变共模电压的幅值和频率、中点电位波

动程度;后者则是通过优化扇区划分、选择矢量序列和配比冗余小矢量[11]来改变

共模电压的幅值和频率、中点电位波动程度,但矢量分解计算较为复杂。

因此,为实现NPC三电平逆变器共模电压及中点电位波动的协同抑制,本文提出

一种通过划分扇区并在不同扇区注入不同零序分量反相位排列POD(phase

opposition disposition)[12-13]的调制方法,并详细分析在低调制度、高调制

度两个阶段,该方法对共模电压及中点电位波动的不同影响,同时与传统POD调

制方法进行对比。最后仿真和实验验证本文所提出方法的有效性和可行性。

1 共模电压及中点电位波动产生原因

1.1 共模电压产生原因

本文将图1中功率开关器件Sx1~Sx4(x=a,b,c)的开通状态设为“1”,关

断状态设为“0”。NPC三电平逆变器的开关函数为

当逆变器交流侧外接电机时,共模电压为电机中性点与直流母线中性点(参考地)

之间的电位差。共模电压定义为

式中:Udc为直流母线电压;Sa、Sb、Sc分别为三相桥臂的开关状态,如式(1)

所示。由于每相桥臂都有3种开关状态,则三相NPC三电平逆变器的开关状态组

合(Sa、Sb、Sc)一共存在27种,由式(2)可知共模电压通常不为0。随着逆变

器开关频率的增加和电机零序阻抗的降低,即使很小的共模电压也会引起很大的共

模电流,进而带来EMI、电机损坏等问题,因此抑制共模电压具有重要意义。

图1 NPC三电平逆变器主电路Fig.1 Main circuit of NPC three-level inverter

1.2 中点电位波动产生原因

式(1)中,某一相桥臂开关状态Sx为“0”时,存在中点电流的流入与流出,对

电容C1、C2进行充放电,导致中点电位波动。中点电位Unp计算公式为

式中,UC1、UC2分别为图1中电容C1、C2的电压值。直流侧中点电位波动过

大甚至偏移会引入更多低次谐波,导致输出线电压、线电流波形畸变。中点电位不

平衡也会导致功率器件无法均压、部分功率器件过压等情况,严重影响系统性能,

因此抑制中点电位波动具有重要意义。

2 共模电压及中点电位波动协同抑制方法

为能协同抑制共模电压和中点电位波动,本文提出一种通过划分扇区并在不同扇区

注入不同零序分量的POD调制方法。三相参考电压在αβ坐标系下可用一旋转的

参考电压矢量表示,本文将旋转参考电压矢量放在基本空间矢量图中分析,如图2

所示。首先将基本空间矢量图等分为6个大扇区,每个大扇区角度均为60°。当参

考电压矢量落在除第Ⅰ大扇区以外的其他大扇区中时,可通过角度映射变换,等效

到第Ⅰ大扇区来分析。因此,本文着重分析第Ⅰ大扇区,并进一步将第Ⅰ大扇区分

割为6个小扇区。

图2 基本空间矢量扇区划分Fig.2 Sector division of basic space vector

设三相正弦调制波为 wi(i=a,b,c),任一时刻有最大值wmax=max wi,中

间值 wmid=mid wi,最小值wmin=min wi。当参考电压矢量落在第1~4小扇

区时本文选择注入-wmid大小的零序分量;当参考电压矢量落在第5~6小扇区时,

本文选择注入k(wmax+wmin)大小的零序分量,其中k为调节系数。由于k<-1

或k>0时出现调制波超调的现象,因此需先将k取值限制在-1~0间。

高调制度阶段即调制度m≥0.577时,参考电压矢量落在第5~6小扇区时注入的

零序分量为k(wmax+wmin)。k=0时一个载波周期内载波与调制波的位置分布如

图3(a)所示,三相调制波与载波交叠最少的一相调制波记为w1,交叠最多的

一相调制波记为w3,剩下的一相调制波标记为w2。图3(a)中Tc为一个载波

周期,t1为零矢量的作用时间,t2-t1为小矢量的作用时间,t3-t2为中矢量的作

用时间,Tc-t3为大矢量的作用时间,且满足t1≤t2≤t3≤Tc。其中小矢量会造成

共模电压幅值和高频脉冲数增加、中点电位波动增大[14],所以适当减少小矢量的

作用时间有利于抑制共模电压及中点电位波动。而小矢量的作用时间受k值影响

很大,为具体研究k值所带来的影响,本文结合图3(a)进行分析。将图3(a)

中调制波 w1、w2分别表示成 w1=sin(2πfrt)、w2=sin(2πfrt-2π/3)或

w2=sin(2πfrt+2π/3),其中fr为基波频率。设在注入零序分量后与载波交叠程度

最小的一相调制波为,交叠程度最大的一相为,剩下的一相为。在图3(a)的基

础上注入少量零序分量,则调制波的绝对值之差Δw可表示为

以调制波 w2=sin(2πfrt-2π/3))为例,将 w2=sin(2πfrt-2π/3)代入式(4)化简

式中,2πfrt∈(2πj,2πj+2π],j∈N,k取-0.5附近时才能使Δw趋近于0,即t2-

t1小矢量作用时间尽可能短。同理,当调制波 w2=sin(2πfrt+2π/3)时,2πfrt取

值范围尽可能宽的前提下,k取-0.5附近时Δw趋近于0。然而,当k<-0.5时,

注入零序分量后的三相调制波与载波在一个载波周期内的位置分布如图3(b)所

示,会引入110这类冗余小矢量,导致共模电压幅值增加。因此,k∈[-0.5,-

0.5+δ],δ为一正值,且δ越小,Δw越趋近于0。

图3 一个载波周期内载波和三相调制波分布Fig.3 Distributions of carrier wave

and three-phase modulation wave in one carrier period

当k=-0.5时,存在更多载波周期内调制波与载波位置分布如图4(b)所示,其

中调制波与载波交叠时间t1、t2一致,且一个载波周期内矢量作用顺序为大矢量-

中矢量-零矢量-中矢量-大矢量。由于大矢量作用期间无中点电流的流入与流出,

小矢量作用期间有中点电流的流入与流出,大矢量与小矢量的作用都会产生幅值为

Udc/6的共模电压,所以通过去除小矢量的作用时间能大幅减少幅值为Udc/6的

高频共模电压脉冲,从而协同抑制共模电压及中点电位波动。

低调制度阶段即调制度m<0.577时,参考电压矢量仅落在第1~4小扇区,注入

-wmid大小的零序分量后三相调制波与载波分布如图4(a)所示,可知调制波处

在载波交界处。一个载波周期内矢量作用顺序为中矢量-小矢量-零矢量-小矢量-中

矢量,无大矢量作用。由于大矢量作用时会产生幅值为Udc/6的共模电压,所以

去除大矢量可有效减少幅值为Udc/6的高频共模电压脉冲,从而抑制共模电压。

同时,对应相仅有一对互补的功率开关动作来完成相邻两开关状态的切换,能满足

最小开关损耗原则。

图4 注入零序分量后调制波与载波的分布Fig.4 Distributions of modulation

wave and carrier wave after adding zero-sequence component

3 仿真对比分析

3.1 调制度m≥0.577时的仿真对比分析

调制度m≥0.577时,参考电压矢量依次划过第5、第3、第4、第6小扇区,落

在第5与第6小扇区时注入零序分量k(wmax+wmin),其中k取-0.5。本文选取

调制度m=1,基波频率 fr=50 Hz的情况仿真说明当注入的零序分量为-

0.5(wmax+wmin)时对共模电压及中点电位波动的影响。直流母线电压Udc=200

V,电容容量 C1=C2=2 200 μF,阻感负载R=5.89 Ω、L=10.8 mH,此时负载

功率因数cos φ=0.866。如图4(b)所示,注入零序分量为-0.5(wmax+wmin)

时,可使任一时刻调制波尽可能地关于载波交界处对称,并尽可能地去除小矢量,

从而增加零矢量、大矢量及中矢量的作用时间。接下来,本文将传统POD调制方

法与本文所提方法的仿真结果做对比分析。

采用传统POD调制方法时,共模电压Ucm的仿真波形如图5(a)所示,采用本

文所提方法时,共模电压Ucm的仿真波形如图5(b)所示,对比可知两种方法

所得共模电压最大幅值均为33.3 V,即Udc/6,而本文所提方法得到的共模电压

高频脉冲数更少。由于中点电位波动程度与直流侧电容电压波动程度一致,仿真与

实验中可直接用电容电压波动等效中点电位波动进行分析研究。采用传统POD调

制方法时,电容电压UC1的仿真波形如图6(a)所示,电容电压UC1在100 V

附近波动,波动幅值为2 V,纹波率(峰峰值)为4%;采用本文所提方法时,电

容电压UC1的仿真波形如图6(b)所示,电容电压UC1在100 V附近波动,波

动幅值为1.22 V,纹波率为2.44%。通过分析比较图5、图6可知,与传统POD

调制方法相比,本文所提方法在高调制度阶段得到的共模电压高频脉冲数更少,中

点电位波动更小。

图5 m=1,fr=50 Hz时的共模电压对比Fig.5 Comparison of common mode

voltage when m=1 and fr=50 Hz

图6 m=1,fr=50 Hz时电容C1的电压对比Fig.6 Voltage comparison of

capacity C1when m=1 and fr=50 Hz

3.2 调制度m<0.577时的仿真对比分析

调制度m<0.577时,参考电压矢量旋转时只划过第1~4小扇区,仅需注入-

wmid大小的零序分量。依据VVVF曲线,本文选取调制度m=0.22,基波频率

fr=5.5 Hz的情况仿真来说明当注入的零序分量为-wmid时对共模电压及中点电

位波动的影响。直流母线电压Udc=200 V,电容容量C1=C2=2 200μF,阻感负

载R=1.36 Ω、L=192.7 mH,负载功率因数cos φ =0.2。

传统POD调制方法所得共模电压仿真波形如图7(a)所示,由图7(a)可知,

共模电压高频脉冲数较多;本文所提方法得到的共模电压仿真波形如图7(b)所

示,由图7(b)可知,共模电压高频脉冲数较少,一定程度地抑制了共模电压。

当采用POD调制方法时,电容电压UC1的仿真波形如图8(a)所示,电容电压

在100 V附近波动,波动幅值为1.25 V,纹波率为2.5%。当采用本文所提方法

时,电容电压的仿真波形如图8(b)所示,电容电压在100 V附近波动,波动幅

值为1.5 V,纹波率为3%。这是由于低调制度时本文所提方法能更多去除大矢量

的作用,从而抑制共模电压,同时对中点电位波动影响不大。

图7 m=0.22,fr=5.5 Hz时共模电压对比Fig.7 Comparison of common

mode voltage when m=0.22 and fr=5.5 Hz

图8 m=0.22,fr=5.5 Hz时电容C1的电压值对比Fig.8 Voltage comparison of

capacity C1when m=0.22 and fr=5.5 Hz

图9 高调制度阶段电容C1电压、共模电压的对比实验波形(m=0.99,fr=49.5

Hz)Fig.9 Experimental wave comparison between voltage of

capacityC1and common mode voltage at high modulation index(m=0.99,

fr=49.5 Hz)

图10 低调制度阶段电容C1电压、共模电压的对比实验波形(m=0.22,fr=5.5

Hz)Fig.10 Experimental wave comparison between voltage of

capacityC1and common mode voltage at low modulation index(m=0.22,

fr=5.5 Hz)

4 实验验证

以NPC三电平逆变器为实验平台,以FPGA(Cyclone EP4CE6E22C8N)和

DSP(TMS320F28335)为控制核心,在阻感负载下对本文提出的调制方法进行

实验验证,并与传统POD调制方法对比分析。实验参数直流侧电容容量

C1=C2=470μF,载波频率 fc=10 kHz,调节系数k=-0.5。

图9所示为调制度m=0.99,基波频率 fr=49.5 Hz时共模电压Ucm、电容电压

UC1的实验波形。直流母线电压Udc=50 V,阻感负载R=10 Ω、L=2.45 mH,

此时功率因数cos φ=0.997。由图9(a)可知,传统POD调制方法得到的共模

电压幅值约8.3 V即Udc/6,其高频脉冲数更多;电容电压UC1在25 V附近波

动,波动幅值约为2.2 V,纹波率为17.6%,与仿真结果相符。由图9(b)可知,

本文所提方法得到的共模电压幅值约8.3 V即Udc/6,其高频脉冲数较图9(a)

所示更少;电容电压UC1在25 V附近波动,波动幅值约为1 V,纹波率为8%。

实验结果表明在高调制度时,本文所提方法在高调制度阶段得到的共模电压和中点

电位波动均被有效抑制,与仿真结果一致。

图10所示为调制度m=0.22,基波频率 fr=5.5 Hz时共模电压Ucm、电容电压

的实验波形。直电压在100 V附近波动,波动幅值约为0.9 V,纹波率为1.8%。

由图10(b)可知,本文所提方法得到的共模电压幅值约33.3 V即Udc/6,部分

去除了图10(a)中幅值为Udc/6的高频共模电压脉冲;电容电压流母线电压

Udc=200 V,负载功率因数cos φ≈0.2。由图10(a)可知,传统POD调制方

法得到的共模电压幅值约33.3 V即Udc/6,其高频脉冲数较多;电容在100 V附

近波动,波动幅值约为1.5 V,纹波率为3%。通过对比分析图10(a)、(b)可

知,较传统POD的调制方法,本文所提方法在低调制度阶段能有效抑制共模电压,

对中点电位波动影响不大,与仿真结果一致。

5 结论

针对NPC三电平逆变器,本文提出一种通过划分扇区并在不同扇区注入不同零序

分量的POD调制方法。分别从共模电压及中点电位波动两方面得到以下结论。

(1)调制度m≥0.577时,共模电压和中点电位波动均得到有效抑制。

(2)调制度m<0.577时,共模电压高频脉冲数减小,中点电位波动影响不大。

因此,采用划分扇区注入零序分量的POD调制方法,能对共模电压与中点电位波

动进行协同抑制。

【相关文献】

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2024年5月30日发(作者:甫良平)

NPC三电平逆变器共模电压及中点电位波动协同抑制方法

王萍;戚银;张云

【摘 要】为协同抑制NPC三电平逆变器的共模电压以及中点电位波动,本文提出

了一种新型反相位排列POD调制方法,在分析小矢量与大矢量对共模电压以及中点

电位波动影响的基础上,将空间矢量图中每个大扇区划分为6个小扇区,并在不同小

扇区中选择注入不同零序分量.与传统POD调制方法相比,本文所提方法能够协同

抑制共模电压以及中点电位波动.仿真和实验验证了本文所提方法的有效性与可行

性.

【期刊名称】《电力系统及其自动化学报》

【年(卷),期】2018(030)010

【总页数】6页(P28-33)

【关键词】三电平逆变器;反相位排列调制方法;共模电压;中点电位波动;协同抑制

【作 者】王萍;戚银;张云

【作者单位】天津大学电气自动化与信息工程学院,天津 300072;天津大学电气自

动化与信息工程学院,天津 300072;天津大学电气自动化与信息工程学院,天津

300072

【正文语种】中 文

【中图分类】TM464

随着逆变器电压等级不断提高,传统两电平逆变器中开关器件所承受的电压应力增

大,导致逆变器开关损耗增加,也给器件选型带来一定困难。而多电平逆变器能有

效降低开关器件的电压应力,同时还具有输出电流总谐波失真THD(total

harmonic distortion)值低、电磁干扰EMI(electromagnetic interference)

低等特性,其拓扑结构多采用二极管钳位型NPC(neutral point clamped)[1]、

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当NPC三电平逆变器外接光伏阵列时,由于对地寄生电容的存在,共模电压会导

致漏电流的产生,降低并网电能质量、存在人身安全隐患;当其外接电机时,共模

电压过大易造成轴承损坏,缩短电机的使用寿命[6];另一方面,此类逆变器存在

中点电位波动,而中点电位波动过大会带来输出电流低次谐波含量增多、电压应力

不均等问题。

抑制共模电压及中点电位波动的方法主要有两类,第1类是对硬件拓扑进行改进

[7],第2类是对调制方法进行改进。第1类方法易导致系统体积增大、损耗增加、

可靠性降低、经济性变差等问题。第2类方法主要包含基于零序分量[8]注入的脉

冲宽度调制PWM(pulse width modulation)和空间矢量[9]脉宽调制SVPWM

(space vector pulse width modulation)[10]两种调制方法。前者是通过在正

弦调制波的基础上叠加适当的零序分量来改变共模电压的幅值和频率、中点电位波

动程度;后者则是通过优化扇区划分、选择矢量序列和配比冗余小矢量[11]来改变

共模电压的幅值和频率、中点电位波动程度,但矢量分解计算较为复杂。

因此,为实现NPC三电平逆变器共模电压及中点电位波动的协同抑制,本文提出

一种通过划分扇区并在不同扇区注入不同零序分量反相位排列POD(phase

opposition disposition)[12-13]的调制方法,并详细分析在低调制度、高调制

度两个阶段,该方法对共模电压及中点电位波动的不同影响,同时与传统POD调

制方法进行对比。最后仿真和实验验证本文所提出方法的有效性和可行性。

1 共模电压及中点电位波动产生原因

1.1 共模电压产生原因

本文将图1中功率开关器件Sx1~Sx4(x=a,b,c)的开通状态设为“1”,关

断状态设为“0”。NPC三电平逆变器的开关函数为

当逆变器交流侧外接电机时,共模电压为电机中性点与直流母线中性点(参考地)

之间的电位差。共模电压定义为

式中:Udc为直流母线电压;Sa、Sb、Sc分别为三相桥臂的开关状态,如式(1)

所示。由于每相桥臂都有3种开关状态,则三相NPC三电平逆变器的开关状态组

合(Sa、Sb、Sc)一共存在27种,由式(2)可知共模电压通常不为0。随着逆变

器开关频率的增加和电机零序阻抗的降低,即使很小的共模电压也会引起很大的共

模电流,进而带来EMI、电机损坏等问题,因此抑制共模电压具有重要意义。

图1 NPC三电平逆变器主电路Fig.1 Main circuit of NPC three-level inverter

1.2 中点电位波动产生原因

式(1)中,某一相桥臂开关状态Sx为“0”时,存在中点电流的流入与流出,对

电容C1、C2进行充放电,导致中点电位波动。中点电位Unp计算公式为

式中,UC1、UC2分别为图1中电容C1、C2的电压值。直流侧中点电位波动过

大甚至偏移会引入更多低次谐波,导致输出线电压、线电流波形畸变。中点电位不

平衡也会导致功率器件无法均压、部分功率器件过压等情况,严重影响系统性能,

因此抑制中点电位波动具有重要意义。

2 共模电压及中点电位波动协同抑制方法

为能协同抑制共模电压和中点电位波动,本文提出一种通过划分扇区并在不同扇区

注入不同零序分量的POD调制方法。三相参考电压在αβ坐标系下可用一旋转的

参考电压矢量表示,本文将旋转参考电压矢量放在基本空间矢量图中分析,如图2

所示。首先将基本空间矢量图等分为6个大扇区,每个大扇区角度均为60°。当参

考电压矢量落在除第Ⅰ大扇区以外的其他大扇区中时,可通过角度映射变换,等效

到第Ⅰ大扇区来分析。因此,本文着重分析第Ⅰ大扇区,并进一步将第Ⅰ大扇区分

割为6个小扇区。

图2 基本空间矢量扇区划分Fig.2 Sector division of basic space vector

设三相正弦调制波为 wi(i=a,b,c),任一时刻有最大值wmax=max wi,中

间值 wmid=mid wi,最小值wmin=min wi。当参考电压矢量落在第1~4小扇

区时本文选择注入-wmid大小的零序分量;当参考电压矢量落在第5~6小扇区时,

本文选择注入k(wmax+wmin)大小的零序分量,其中k为调节系数。由于k<-1

或k>0时出现调制波超调的现象,因此需先将k取值限制在-1~0间。

高调制度阶段即调制度m≥0.577时,参考电压矢量落在第5~6小扇区时注入的

零序分量为k(wmax+wmin)。k=0时一个载波周期内载波与调制波的位置分布如

图3(a)所示,三相调制波与载波交叠最少的一相调制波记为w1,交叠最多的

一相调制波记为w3,剩下的一相调制波标记为w2。图3(a)中Tc为一个载波

周期,t1为零矢量的作用时间,t2-t1为小矢量的作用时间,t3-t2为中矢量的作

用时间,Tc-t3为大矢量的作用时间,且满足t1≤t2≤t3≤Tc。其中小矢量会造成

共模电压幅值和高频脉冲数增加、中点电位波动增大[14],所以适当减少小矢量的

作用时间有利于抑制共模电压及中点电位波动。而小矢量的作用时间受k值影响

很大,为具体研究k值所带来的影响,本文结合图3(a)进行分析。将图3(a)

中调制波 w1、w2分别表示成 w1=sin(2πfrt)、w2=sin(2πfrt-2π/3)或

w2=sin(2πfrt+2π/3),其中fr为基波频率。设在注入零序分量后与载波交叠程度

最小的一相调制波为,交叠程度最大的一相为,剩下的一相为。在图3(a)的基

础上注入少量零序分量,则调制波的绝对值之差Δw可表示为

以调制波 w2=sin(2πfrt-2π/3))为例,将 w2=sin(2πfrt-2π/3)代入式(4)化简

式中,2πfrt∈(2πj,2πj+2π],j∈N,k取-0.5附近时才能使Δw趋近于0,即t2-

t1小矢量作用时间尽可能短。同理,当调制波 w2=sin(2πfrt+2π/3)时,2πfrt取

值范围尽可能宽的前提下,k取-0.5附近时Δw趋近于0。然而,当k<-0.5时,

注入零序分量后的三相调制波与载波在一个载波周期内的位置分布如图3(b)所

示,会引入110这类冗余小矢量,导致共模电压幅值增加。因此,k∈[-0.5,-

0.5+δ],δ为一正值,且δ越小,Δw越趋近于0。

图3 一个载波周期内载波和三相调制波分布Fig.3 Distributions of carrier wave

and three-phase modulation wave in one carrier period

当k=-0.5时,存在更多载波周期内调制波与载波位置分布如图4(b)所示,其

中调制波与载波交叠时间t1、t2一致,且一个载波周期内矢量作用顺序为大矢量-

中矢量-零矢量-中矢量-大矢量。由于大矢量作用期间无中点电流的流入与流出,

小矢量作用期间有中点电流的流入与流出,大矢量与小矢量的作用都会产生幅值为

Udc/6的共模电压,所以通过去除小矢量的作用时间能大幅减少幅值为Udc/6的

高频共模电压脉冲,从而协同抑制共模电压及中点电位波动。

低调制度阶段即调制度m<0.577时,参考电压矢量仅落在第1~4小扇区,注入

-wmid大小的零序分量后三相调制波与载波分布如图4(a)所示,可知调制波处

在载波交界处。一个载波周期内矢量作用顺序为中矢量-小矢量-零矢量-小矢量-中

矢量,无大矢量作用。由于大矢量作用时会产生幅值为Udc/6的共模电压,所以

去除大矢量可有效减少幅值为Udc/6的高频共模电压脉冲,从而抑制共模电压。

同时,对应相仅有一对互补的功率开关动作来完成相邻两开关状态的切换,能满足

最小开关损耗原则。

图4 注入零序分量后调制波与载波的分布Fig.4 Distributions of modulation

wave and carrier wave after adding zero-sequence component

3 仿真对比分析

3.1 调制度m≥0.577时的仿真对比分析

调制度m≥0.577时,参考电压矢量依次划过第5、第3、第4、第6小扇区,落

在第5与第6小扇区时注入零序分量k(wmax+wmin),其中k取-0.5。本文选取

调制度m=1,基波频率 fr=50 Hz的情况仿真说明当注入的零序分量为-

0.5(wmax+wmin)时对共模电压及中点电位波动的影响。直流母线电压Udc=200

V,电容容量 C1=C2=2 200 μF,阻感负载R=5.89 Ω、L=10.8 mH,此时负载

功率因数cos φ=0.866。如图4(b)所示,注入零序分量为-0.5(wmax+wmin)

时,可使任一时刻调制波尽可能地关于载波交界处对称,并尽可能地去除小矢量,

从而增加零矢量、大矢量及中矢量的作用时间。接下来,本文将传统POD调制方

法与本文所提方法的仿真结果做对比分析。

采用传统POD调制方法时,共模电压Ucm的仿真波形如图5(a)所示,采用本

文所提方法时,共模电压Ucm的仿真波形如图5(b)所示,对比可知两种方法

所得共模电压最大幅值均为33.3 V,即Udc/6,而本文所提方法得到的共模电压

高频脉冲数更少。由于中点电位波动程度与直流侧电容电压波动程度一致,仿真与

实验中可直接用电容电压波动等效中点电位波动进行分析研究。采用传统POD调

制方法时,电容电压UC1的仿真波形如图6(a)所示,电容电压UC1在100 V

附近波动,波动幅值为2 V,纹波率(峰峰值)为4%;采用本文所提方法时,电

容电压UC1的仿真波形如图6(b)所示,电容电压UC1在100 V附近波动,波

动幅值为1.22 V,纹波率为2.44%。通过分析比较图5、图6可知,与传统POD

调制方法相比,本文所提方法在高调制度阶段得到的共模电压高频脉冲数更少,中

点电位波动更小。

图5 m=1,fr=50 Hz时的共模电压对比Fig.5 Comparison of common mode

voltage when m=1 and fr=50 Hz

图6 m=1,fr=50 Hz时电容C1的电压对比Fig.6 Voltage comparison of

capacity C1when m=1 and fr=50 Hz

3.2 调制度m<0.577时的仿真对比分析

调制度m<0.577时,参考电压矢量旋转时只划过第1~4小扇区,仅需注入-

wmid大小的零序分量。依据VVVF曲线,本文选取调制度m=0.22,基波频率

fr=5.5 Hz的情况仿真来说明当注入的零序分量为-wmid时对共模电压及中点电

位波动的影响。直流母线电压Udc=200 V,电容容量C1=C2=2 200μF,阻感负

载R=1.36 Ω、L=192.7 mH,负载功率因数cos φ =0.2。

传统POD调制方法所得共模电压仿真波形如图7(a)所示,由图7(a)可知,

共模电压高频脉冲数较多;本文所提方法得到的共模电压仿真波形如图7(b)所

示,由图7(b)可知,共模电压高频脉冲数较少,一定程度地抑制了共模电压。

当采用POD调制方法时,电容电压UC1的仿真波形如图8(a)所示,电容电压

在100 V附近波动,波动幅值为1.25 V,纹波率为2.5%。当采用本文所提方法

时,电容电压的仿真波形如图8(b)所示,电容电压在100 V附近波动,波动幅

值为1.5 V,纹波率为3%。这是由于低调制度时本文所提方法能更多去除大矢量

的作用,从而抑制共模电压,同时对中点电位波动影响不大。

图7 m=0.22,fr=5.5 Hz时共模电压对比Fig.7 Comparison of common

mode voltage when m=0.22 and fr=5.5 Hz

图8 m=0.22,fr=5.5 Hz时电容C1的电压值对比Fig.8 Voltage comparison of

capacity C1when m=0.22 and fr=5.5 Hz

图9 高调制度阶段电容C1电压、共模电压的对比实验波形(m=0.99,fr=49.5

Hz)Fig.9 Experimental wave comparison between voltage of

capacityC1and common mode voltage at high modulation index(m=0.99,

fr=49.5 Hz)

图10 低调制度阶段电容C1电压、共模电压的对比实验波形(m=0.22,fr=5.5

Hz)Fig.10 Experimental wave comparison between voltage of

capacityC1and common mode voltage at low modulation index(m=0.22,

fr=5.5 Hz)

4 实验验证

以NPC三电平逆变器为实验平台,以FPGA(Cyclone EP4CE6E22C8N)和

DSP(TMS320F28335)为控制核心,在阻感负载下对本文提出的调制方法进行

实验验证,并与传统POD调制方法对比分析。实验参数直流侧电容容量

C1=C2=470μF,载波频率 fc=10 kHz,调节系数k=-0.5。

图9所示为调制度m=0.99,基波频率 fr=49.5 Hz时共模电压Ucm、电容电压

UC1的实验波形。直流母线电压Udc=50 V,阻感负载R=10 Ω、L=2.45 mH,

此时功率因数cos φ=0.997。由图9(a)可知,传统POD调制方法得到的共模

电压幅值约8.3 V即Udc/6,其高频脉冲数更多;电容电压UC1在25 V附近波

动,波动幅值约为2.2 V,纹波率为17.6%,与仿真结果相符。由图9(b)可知,

本文所提方法得到的共模电压幅值约8.3 V即Udc/6,其高频脉冲数较图9(a)

所示更少;电容电压UC1在25 V附近波动,波动幅值约为1 V,纹波率为8%。

实验结果表明在高调制度时,本文所提方法在高调制度阶段得到的共模电压和中点

电位波动均被有效抑制,与仿真结果一致。

图10所示为调制度m=0.22,基波频率 fr=5.5 Hz时共模电压Ucm、电容电压

的实验波形。直电压在100 V附近波动,波动幅值约为0.9 V,纹波率为1.8%。

由图10(b)可知,本文所提方法得到的共模电压幅值约33.3 V即Udc/6,部分

去除了图10(a)中幅值为Udc/6的高频共模电压脉冲;电容电压流母线电压

Udc=200 V,负载功率因数cos φ≈0.2。由图10(a)可知,传统POD调制方

法得到的共模电压幅值约33.3 V即Udc/6,其高频脉冲数较多;电容在100 V附

近波动,波动幅值约为1.5 V,纹波率为3%。通过对比分析图10(a)、(b)可

知,较传统POD的调制方法,本文所提方法在低调制度阶段能有效抑制共模电压,

对中点电位波动影响不大,与仿真结果一致。

5 结论

针对NPC三电平逆变器,本文提出一种通过划分扇区并在不同扇区注入不同零序

分量的POD调制方法。分别从共模电压及中点电位波动两方面得到以下结论。

(1)调制度m≥0.577时,共模电压和中点电位波动均得到有效抑制。

(2)调制度m<0.577时,共模电压高频脉冲数减小,中点电位波动影响不大。

因此,采用划分扇区注入零序分量的POD调制方法,能对共模电压与中点电位波

动进行协同抑制。

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