2024年6月3日发(作者：逯雪柳)
《移动通信》
1999
年第
6
期
・设计技术・
GSM900/DCS1800
双频手机
RF
部分的设计
DesignofRFUnitforGSM900/DCS1800Dual
2
bandHandset
李 航
Ξ
摘要
:
本文介绍了
GSM900/DCS1800
双频段手机
RF
部分的基本工作原理和各单元的设计方案、技
术指标和参数计算。对几种不同的双频手机
RF
方案
,
在经过分析和比较之后
,
提出了一种性能价格比
较高的技术方案。
双频手机 射频电路 电路设计
关键词
:
GSM900/DCS1800
GSM
手机属高科技通信产品
,
其销售对象是
千家万户
,
因此对手机的性能价格比要求特别高
,
手机的利润只能体现在大批量的生产和销售中。针
对这种情况
,
在满足欧洲电信标准
ETSGSM11
1
10
技术规范的前提条件下
,RF
部分的设计者必须在
先行方案设计中就充分注意到性能价格比
,
这将对
手机在未来的市场上能否有竞争力产生十分重要的
影响。
GSM
手机的性价比是由各个组成单元的性价
比来决定的
,
所以
,
对
RF
部分各个单元电路进行
认真、细致的分析和比较
,
这对于提高整机的性价
比是十分重要的。
理的方法和帧格式、调制解调方式、信道间隔等均
相同
,
与单频手机在电路结构上的差别在于射频前
端和相对应的控制软件。
2
GSM900/1800
双频手机
RF
部分的
主要技术指标和设计要求
四类机
,
阶段
2
增强型
(
class
Ⅳ
phase
Ⅱ
plus
)
E-GSM900MHz
部分的主要
RF
指标如下
:
工作方式
:TDMA-FDD
工作频率
:
上行
Tx
(
反向
)
880MHz
～
915MHz,
下行
Rx
(
正向
)
925MHz
～
960MHz
双工频率间隔
:45MHz,
载波间隔
:200kHz
每载波时隙数
:8
(
当前全速率
)
/16
(
今后半
速率
)
μ
s
每帧长度
:4
1
615ms,
每时隙长
:577
传输速率
:270
1
833kbps
(
即在每时隙上传
156
1
25bits
)
调制方式
:
采用
I/Q
正交
GMSK
调制
静态参考灵敏度
:
优于
-102dBm/RBER
(
Re
2
siodualBER
)
<2%
动态范围
:-47dBm
～
110dBm
频率误差
:<1
×
10
-7
,
相位误差的均方根值
:
<5
°
,
相位误差的峰值
:<20
°
射频输出功率
:5
级
(
33dBm
)
～
19
级
(
5dBm
)
,
级差
:
△
=2dB,
共有
15
1
GSM900/DCS1800
双频手机的特点
双频手机与现阶段普及型的单频手机相比
,
有
下面的特点
:
根据基站的控制信令
,
双频手机即可
以工作在
900MHz
频段网络
,
也可以工作在
1800MHz
频段网格
,
当一个网络繁忙或信号质量差
时
,
双频手机可自动切换到另一个频段的网络上工
作
,
而且这种切换基本上不影响话音质量。另外
,
从近来国际上手机的发展趋势和
FTA
(
fulltypeap
2
proval
)
认证的情况来看
,
双频手机在将来会是主
流产品。双频手机在两个不同的工作频段上
,
其基
带部分信源编码、信道编码的算法和处理、信令处
Ξ
李 航 信息产业部电子第七研究所 广州
510310
40
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
《移动通信》
1999
年第
6
期
・设计技术・
个功率等级。
DCS1800
二类手机
(
class
Ⅱ
)
部分的主要
RF
指标
:
工作频率
:
上行
Tx:1710MHz
～
1785MHz,
下行
Rx:1805MHz-1880MHz,
收发频率间隔
:95MHz
静态接收参考灵敏度
:-100dBm/RBER<2%
发射单元频率误差
:Fe<1
×
10
-7
,
相位误差
均方根值
<5
°
,
峰值
<20
°
射频输出功率
:3
级
(
24dBm
)
～
15
级
(
0dBm
)
,
共
有
13
级功率
;
步进△
=2dB
其余设计要求与
GSM900
相同。
3
双频手机
RF
部分基本工作原理
3
1
1
RF
部分基本组成框图
图
1
RF
部分基本组成框图
3
1
2
GSM900
下行链路接收机单元
由蜂窝小区基站发出的已调载波通过
Um
无线
接口
,
传到手机天线端。在接收时隙接收到的信号
先通过收发隔离器
,
再经过
GSM900MHz
的
LNA
(
低噪声放大器
)
,
将微伏量级的弱信号放大。放大
后的信号经过
GSM900
的第一
RF
混频器后
,
将得
到的第一中频信号进行窄带
(
200kHz
)
滤波
,
以滤
除带外噪声
,
保证接收机选择性指标。然后信号经
过具有
AGC
功能的第一中频放大器放大
,
再经过
第二混频器和第二中频滤波器。在这之后
,
输出的
信号由具有
AGC
功能的第二中频放大器进行放大。
放大后的信号进入
I/Q
正交解调器解调
,
正交解调
后的模拟
I
、
Q
信号平衡输出到后面的基带、音频
部分等待作进一步的信道译码和信源译码处理。
DCS1800MHz
频段接收单元的信号处理过程与
GSM900
相同
,
只是工作频段不同而已。接收机中
AGC
的作用是
:
当天线端的
RF
信号电平在大范围
内变化时
,
保证
I/Q
输出信号的电平基本不变
;
在
监听时隙探测相邻小区基站的下行广播信号强度
,
配合完成越区切换功能。
3
1
3
上行链路发射单元
由基带部分传输过来的
I
、
Q
正交模拟基带信
号
,
在发射时隙期间双端平衡输入到中频
I/Q
正交
调制器
,
调制后的中频信号经过发射中频声表面
(
SAW
)
窄带滤波器
(
200kHz
)
,
滤波后的信号经过
上变频后
,
再经过
35MHz
带宽的
900MHz
发射滤波
器
,
滤波器输出的信号先通过功率激励级放大以达
到末级
RF
功放
(
PA
)
所需的激励电平。最后再经
过功率放大器
PA
和收发隔离器
,
通过天线把已调
载波发射出去。
PA
部分
APC
控制电路的作用是
:
保证
RF
功率电平等级满足
5dBm
～
33dBm
的变化要
求
,
以避免在多用户组网时发生“远近”干扰。
DCS1800MHz
频段发射单元的信号处理过程与
GSM900
相同
,
只是工作频段不同而已。
3
1
4
频率合成器单元
该单元与
FM
电台中采用的频合器相类似
,
主
要差别在于增加了
AFC
电路。
41
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
《移动通信》
1999
年第
6
期
・设计技术・
+9=-105dBm
4
接收单元电路设计
在满足技术要求的前提下
,
可以有几种不同的
接收机
RF
解决方案
:
(
1
)
3
次变频方案
:
采用此法频率合成器实现
复杂
,
中频频点多
,
容易产生组合干扰
,
一般不采
用。
(
2
)
2
次变频方案
:
为简化电路
,
第
2
中频频
点选取手机的基准时钟频率
13MHz
或其
2
分频
6
1
5MHz
。这种方案在早期的接收机中广泛采用。
例
:
摩托罗拉
GC87
、诺基亚
8110
、爱立信
GH/
GF388
、摩托罗拉
8200
。该方案复杂程度适中
,
而
且还可获得高的选择性
,
中频放大器的增益分配比
较容易实现
,
不易产生自激。
(
3
)
一次变频方案
:
随着
IC
器件和
SAW
滤波
器指标的提高
,
这种方案在目前的手机电路中广泛
采用。它可以简化电路
,
从而降低制造成本
,
而选
择性指标仍可满足技术要求。目前许多双频手机采
用了这种方案。
(
4
)
零中频直接解调的方案
:
因为目前
AD
变
换器和
DSP
的技术水平还不能满足实时处理数百
MHz
高频信号的要求
,
而且噪声、选择性和功耗指
标也难以保证
,
所以
,
在目前采用这种方案是不现
实的。
4
1
1
计算理论灵敏度和估算实用灵敏度
根据噪声功率的计算公式
:
P
N
=K
・
T
・
B
(
W
)
上式中
:K
为波尔兹曼常数
,
其值为
:1
1
38
×
10
-23
;T
为工作温度
(
Ο
)
,
一般取常温
300
Ο
(
27
℃
)
;B
为带宽
(
Hz
)
,
对于
GSM
体制
,
取
200kHz
。
4
1
2
下行链路接收机增益分配计算
ETSGSM11
1
10
技术规范中要求手机的参考灵
敏度为
-102dBm/RBER<2%
(
GSM900
)
和
-
100dBm/RBER<2%
(
DCS1800
)
。从生产的角度来
考虑手机的设计者应将该项指标略为提高
,
可分别
选为
-106dBm
和
-104dBm,
将模拟
I/Q
路单端输
出的交流电平值设计为
500mVpp
(
177mV
有效值
)
,
这样
,
整个
GSM900
接收通道的电压增益为
:
G
Ptotal
=20lg{177/224lg
-1
(
-106/20
)
}=20lg
(
177/0
1
00112
)
=104dB
各单元增益分配的结果如下
(
已包含
SAW
滤
波器
)
:
前端
LNA
放大器为
16dB,
第一混频器为
8dB,IF
放大器和解调器为
80dB
(
AGC
控制范围约
70dB
)
。
对于
DCS1800
频段
,
由于工作频率的上升
,
RF
前端的噪声系数和增益指标会变得差一些
,
这
时接收机各单元的增益分配如下
:LNA
的增益为
14dB,
第一混频器为
8dB,IF
放大器和解调器增益
为
80dB,
整个
DCS1800
接收通道的增益为
102dB
。
4
1
3
LNA
(
低噪声放大器
)
技术要求
(
1
)
N
F
:1
1
5dB
～
2
1
5dB
(
2
)
G
P
:15dB
～
20dB,LNA
一般由一级放大器
来完成
,
其增益不能太高
,
否则
,
整机抗阻塞和互
调指标难以达到。
(
3
)
功耗
:4mA
～
8mA
(
FET
管
)
,1-2mA
(
双极型管
)
。
(
4
)
具有键控式
AGC
控制功能
(
通过偏置控
制来实现
)
。
LNA
的
N
F
、
G
P
和输入、输出阻抗匹配对于接
收机整机指标将产生决定性的影响。
4
1
4
第
1
混频器技术要求
(
1
)
要采用
RF
平衡输入
,IF
平衡输出的有源
混频器
,
以提供足够的增益
,
降低串话的干扰
(
2
)
噪声系数
:6dB
～
8dB,G
P
:8dB
～
10dB
(
3
)
本振电平
:-5dBm
～
0dBm,
过高的本振
电平会产生手机功耗加大
,EMC
性能变差的问题
4
1
5
第
1
中频频点和
IFSAW
滤波器选择时应考虑
的因素
(
1
)
高阶组合干扰频率点数越少越好
,
有利于
抑制镜像干扰频率
(
选高本振、高中频
)
;
(
2
)
同时兼顾
GSM900
和
DCS1800
频段的要
求
;
计算结果为
:
噪声功率
=10lgP
N
/1mW=10lgP
N
+30=-121dBm
上述计算结果为在理想情况下的噪声功率
,
在
实际应用中
,
还要考虑前端失配的影响
(
约
1dB
)
,
收发隔离器的影响
(
约
2dB
)
,
接收机
N
F
(
约
2dB
)
,
基带部分的解调门限
(
约
9dB/RBER<
2%
)
。基于上述考虑
,
我们可以估算出实用灵敏度
约为
:
实用灵敏度
=-121+1+2+2+9=-107dBm
对于
DCS1800
频段
,
它的实用灵敏度约为
:
DCS1800
频段的实用灵敏度
=-121+2+2+3
42
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
《移动通信》
1999
年第
6
期
・设计技术・
(
3
)
IF
频率点选得过低时
,
易产生本振干扰
有用信号
;IF
频率点选得过高时
,
中放增益难以
保证
,
易自激、不稳定
;
(
4
)
IFSAW
滤波器的技术指标
,
一般
IF
频点
在
200MHz
～
400MHz
之间选取
;
(
5
)
IFSAW
滤波器插损小于
8dB
、带宽
200kHz
4
1
6
中频放大器设计技术要求
(
1
)
功率增益
:
约
70dB;
(
2
)
AGC
可控范围
:
约
70dB
、步进间隔
2dB,
AGC
的控制范围和控制斜率会影响手机的越区切
换
;
(
3
)
双端输入阻抗能与
IFSAW
滤波器的输出
阻抗相匹配。
4
1
7
I/Q
正交解调器设计要求
(
1
)
平衡输入、输出
;
(
2
)
输出直流偏置电平
:1V,
交流电平
:
1Vpp;
(
3
)
I/Q
路输出幅度平衡
:
±
1
1
5dB,I/Q
路输
出相位平衡
:
小于
4
°
;
(
4
)
具有差分直流偏置校正功能。
5
发射单元方案设计
发射单元可以采用几种不同的电路方案
:
(
1
)
采用双中频
:
该方案的优点是选择性指标
容易保证
,
带外抑制指标比较高
,
频差
Fe
和相差
Pe
指标比较好
,
缺点是
PLL
要复杂一些
,
易产生
互调干扰。
(
2
)
采用单中频
:
这种方案的优点是
PLL
电路
简单
,
不易产生互调干扰
,Fe
和
Pe
指标比较好
,
缺点是选择性指标比采用双中频的方案要差一些。
(
3
)
采用直接调制到
RF
的方案
(
即无中频
)
:
该方案的优点是电路简单
,
缺点是选择性指标比较
差
,Fe
和
Pe
指标难以保证。
(
4
)
末级
Tx-VCO
采用上变频
:
其优点是电
路相对简单
,
缺点是
Fe
和
Pe
指标稍差。
(
5
)
末级
Tx-VCO
采用
PLL-VCO:
其优点是
Fe
和
Pe
指标容易保证
,
缺点是电路要相对复杂一
些。
(
6
)
采用开环控制的
PA:
此方案的优点是可
以省去定向耦合器、功率检测和比较电路
,
外围电
路相对简单一些。该方法的缺点是要在
PA
的供电
回路中采用一个大电流
(
Idmax>6A
)
的
MOS
开关
管
(
其作用是相当于一个有源降压电阻
)
,
而该管
在使用中的故障率比较高
,
从而造成手机无法开机
的故障。
(
7
)
采用闭环控制的
PA:
优点是
PA
直接和电
池连接
,
而不用
MOS
管
,
故稳定性、可靠性比较
高
,
缺点是需要用定向耦合器、功率检测和比较电
路
,
电路要复杂一点。
我们认为采用发射单中频
,
末级
TX-VCO
采
用
PLL-VCO,PA
闭环控制的方案较为理想。
5
1
1
中频正交
I/Q
调制器技术要求
(
1
)
中频频点选择
200MHz
～
400MHz
之间
;
(
2
)
I/Q
输入直流偏置电平
:1V
～
1
1
5V,I/Q
输入交流电平
:1Vpp
(
平衡输入
)
;
(
3
)
调制后
,I
、
Q
路的幅度平衡度小于±
0
1
3dB,
相位平衡度小于
4
°
;
(
4
)
IF
输出电平
:0dBm
～
5dBm
。
5
1
2
RF
变频器和
PA
设计技术要求
(
1
)
供电电压
:DC:3
1
1V
～
4
1
5V
(
标称工作
电压
:DC3
1
6V
)
;
(
2
)
RF
变频器本振电平
:-3dBm
～
+3dBm;
(
3
)
PA
效率
:PAE
(
poweraddedefficiency
)
:
45%
～
50%,APC
控制方式
:
闭环检测控制
;
(
4
)
调制频谱、开关频谱、功率等级指标均应
满足
ETSGSM11
1
10
技术规范中的要求
;
(
5
)
PA
输出
I/Q
幅度平衡度
:
±
0
1
5dB,
相位
误差均方根值
:<5
°
,
峰值
<20
°
;
(
6
)
PA
最大射频输出功率
:
考虑到后面的定
向耦合器和收发隔离器的影响
,
对于
GSM900
四类
机应能达到
35dBm,
对于
DCS1800
二类机应能达到
26dBm
。
6
频率合成器设计
基于前面的考虑
,
收发信机均采用一次变频技
术获得较高的性能价格比。在采用这种方法的条件
下
,
又有下面的几种方案可供选择
:
(
1
)
GSM900
和
DCS1800
两频段的收发信机采
用不同的中频频点
:
缺点是
PLL
电路复杂
,
两频段
的中放部分不能共用
,
一般不宜采用。
(
2
)
GSM900
和
DCS1800
两频段的收发信机共
用中频部分
:
采用此法可使电路简化
,
降低成本
,
提高可靠性。
(
3
)
在同一频段内
(
同在
GSM900
或
DCS1800
)
接收中频和发射中频采用不同的频点
:
采用此法
PLL
电路和控制相对复杂一些。
(
4
)
在不同的频段内
,
收发中频频点均相同
:
采用此法的理论依据是
GSM900/DCS1800
均采用
TDMA
体制。采用该法可使整个
PLL
电路和控制最
为简单、实用。
43
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
《移动通信》
1999
年第
6
期
・设计技术・
6
1
1
IF
和
RF
频率合成器鉴相频率的选择
1
1
73ms
。
因为
IF
是一个固定的频点
,
故
IF
鉴相频率可
取得比较高
,
可在几百
kHz
到几
MHz
之间选择
,
以提高
IF
频率合成器的频谱质量。
RF
频率合成器
的鉴相频率应不大于信道载波间隔
,
对于
GSM
而
言
,
鉴相频率可取
200kHz
(
△
CH
)
或
100kHz
(
0
1
5
△
CH
)
,
一般取
200kHz
。
6
1
2
锁定时间
根据
GSM
通信体制的要求
,
锁定时间需同时
满足下列两个条件
:
(
1
)
按帧
(
时隙不变
)
进行跳频
,
跳频速率
:
217
跳
/
秒
,
根据
GSMTDMA
的帧结构
,
要求
T
lock
帧
-T
时隙
=7
时隙长
=7
×
0
1
577=4ms
。
(
2
)
GSM
技术规范中要求
,
具有相同帧号的
上行帧和下行帧之间
,
在时间上相差
3
个时隙
(
上
行帧滞后
)
,
同时要求手机能在这三个时隙的时间
内
,
进行信道的切换和调谐
,
故锁定时间应满足
:
T
lock
<3
时隙
=3
×
0
1
577=1
1
73ms
。
综合起来
,RF
频率合成器的锁定时间应小于
7
GSM900/DCS1800
双频手机
RF
部
分解决方案的方框图
关于图
2
的几点说明
:
(
1
)
接收机采用一次变频方案
,LNA
的
AGC
控制采用键控控制方式
,
即通过控制
LNA
的偏置
电流来实现。
GSM900
和
DCS1800
这两个频段的接
收部分仅是
RF
调谐器不同
,
中频以后的部分相
同。
(
2
)
发射单元采用一次变频方案
,GSM900
和
DCS1800
两频段在
IF
之前的部分是相同的。采用
了
PLL
控制发射
VCO
的方案
,
该方案比上变频的
方案能获得更好的频率误差
,
特别是相位误差指
标。
(
3
)
为简化电路
,
可使发射中频等于接收中
频
,
其值根据具体情况可在
200MHz
～
400MHz
之间
选取。
图
2
GSM900/DCS1800
双频手机
RF
部分方框图
(
4
)
为使双频段调谐器的
VCO
易于实现
,
GSM900
的第一本振采用高本振
,
而在
DCS1800
频
段则采用低本振。第一本振的工作频率可用下式来
计算
:
E-GSM900
接收状态
:925+F
IF
～
960+F
IF
MHz
E-GSM900
发射状态
:880+F
IF
～
915+F
IF
MHz
DCS1800
接收状态
:1805-F
IF
～
1880-F
IF
MHz
DCS1800
发射状态
:1710-F
IF
～
1785-F
IF
MHz
上式中
F
IF
代表中频频率。
(
5
)
为保证手机的
EMC
性能和降低功耗
,
LNA
、接收中频放大和解调、调制器、
PA
、
PLL
、
TX-VCO
这些单元的供电宜采用单独的电源供电。
参考文献
1
ETSGSM11
1
10amdGSM05
1
05TechnicalSpecification
1
2
MotorolaGC87GSM
手机维修手册1
44
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
2024年6月3日发(作者：逯雪柳)
《移动通信》
1999
年第
6
期
・设计技术・
GSM900/DCS1800
双频手机
RF
部分的设计
DesignofRFUnitforGSM900/DCS1800Dual
2
bandHandset
李 航
Ξ
摘要
:
本文介绍了
GSM900/DCS1800
双频段手机
RF
部分的基本工作原理和各单元的设计方案、技
术指标和参数计算。对几种不同的双频手机
RF
方案
,
在经过分析和比较之后
,
提出了一种性能价格比
较高的技术方案。
双频手机 射频电路 电路设计
关键词
:
GSM900/DCS1800
GSM
手机属高科技通信产品
,
其销售对象是
千家万户
,
因此对手机的性能价格比要求特别高
,
手机的利润只能体现在大批量的生产和销售中。针
对这种情况
,
在满足欧洲电信标准
ETSGSM11
1
10
技术规范的前提条件下
,RF
部分的设计者必须在
先行方案设计中就充分注意到性能价格比
,
这将对
手机在未来的市场上能否有竞争力产生十分重要的
影响。
GSM
手机的性价比是由各个组成单元的性价
比来决定的
,
所以
,
对
RF
部分各个单元电路进行
认真、细致的分析和比较
,
这对于提高整机的性价
比是十分重要的。
理的方法和帧格式、调制解调方式、信道间隔等均
相同
,
与单频手机在电路结构上的差别在于射频前
端和相对应的控制软件。
2
GSM900/1800
双频手机
RF
部分的
主要技术指标和设计要求
四类机
,
阶段
2
增强型
(
class
Ⅳ
phase
Ⅱ
plus
)
E-GSM900MHz
部分的主要
RF
指标如下
:
工作方式
:TDMA-FDD
工作频率
:
上行
Tx
(
反向
)
880MHz
～
915MHz,
下行
Rx
(
正向
)
925MHz
～
960MHz
双工频率间隔
:45MHz,
载波间隔
:200kHz
每载波时隙数
:8
(
当前全速率
)
/16
(
今后半
速率
)
μ
s
每帧长度
:4
1
615ms,
每时隙长
:577
传输速率
:270
1
833kbps
(
即在每时隙上传
156
1
25bits
)
调制方式
:
采用
I/Q
正交
GMSK
调制
静态参考灵敏度
:
优于
-102dBm/RBER
(
Re
2
siodualBER
)
<2%
动态范围
:-47dBm
～
110dBm
频率误差
:<1
×
10
-7
,
相位误差的均方根值
:
<5
°
,
相位误差的峰值
:<20
°
射频输出功率
:5
级
(
33dBm
)
～
19
级
(
5dBm
)
,
级差
:
△
=2dB,
共有
15
1
GSM900/DCS1800
双频手机的特点
双频手机与现阶段普及型的单频手机相比
,
有
下面的特点
:
根据基站的控制信令
,
双频手机即可
以工作在
900MHz
频段网络
,
也可以工作在
1800MHz
频段网格
,
当一个网络繁忙或信号质量差
时
,
双频手机可自动切换到另一个频段的网络上工
作
,
而且这种切换基本上不影响话音质量。另外
,
从近来国际上手机的发展趋势和
FTA
(
fulltypeap
2
proval
)
认证的情况来看
,
双频手机在将来会是主
流产品。双频手机在两个不同的工作频段上
,
其基
带部分信源编码、信道编码的算法和处理、信令处
Ξ
李 航 信息产业部电子第七研究所 广州
510310
40
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
《移动通信》
1999
年第
6
期
・设计技术・
个功率等级。
DCS1800
二类手机
(
class
Ⅱ
)
部分的主要
RF
指标
:
工作频率
:
上行
Tx:1710MHz
～
1785MHz,
下行
Rx:1805MHz-1880MHz,
收发频率间隔
:95MHz
静态接收参考灵敏度
:-100dBm/RBER<2%
发射单元频率误差
:Fe<1
×
10
-7
,
相位误差
均方根值
<5
°
,
峰值
<20
°
射频输出功率
:3
级
(
24dBm
)
～
15
级
(
0dBm
)
,
共
有
13
级功率
;
步进△
=2dB
其余设计要求与
GSM900
相同。
3
双频手机
RF
部分基本工作原理
3
1
1
RF
部分基本组成框图
图
1
RF
部分基本组成框图
3
1
2
GSM900
下行链路接收机单元
由蜂窝小区基站发出的已调载波通过
Um
无线
接口
,
传到手机天线端。在接收时隙接收到的信号
先通过收发隔离器
,
再经过
GSM900MHz
的
LNA
(
低噪声放大器
)
,
将微伏量级的弱信号放大。放大
后的信号经过
GSM900
的第一
RF
混频器后
,
将得
到的第一中频信号进行窄带
(
200kHz
)
滤波
,
以滤
除带外噪声
,
保证接收机选择性指标。然后信号经
过具有
AGC
功能的第一中频放大器放大
,
再经过
第二混频器和第二中频滤波器。在这之后
,
输出的
信号由具有
AGC
功能的第二中频放大器进行放大。
放大后的信号进入
I/Q
正交解调器解调
,
正交解调
后的模拟
I
、
Q
信号平衡输出到后面的基带、音频
部分等待作进一步的信道译码和信源译码处理。
DCS1800MHz
频段接收单元的信号处理过程与
GSM900
相同
,
只是工作频段不同而已。接收机中
AGC
的作用是
:
当天线端的
RF
信号电平在大范围
内变化时
,
保证
I/Q
输出信号的电平基本不变
;
在
监听时隙探测相邻小区基站的下行广播信号强度
,
配合完成越区切换功能。
3
1
3
上行链路发射单元
由基带部分传输过来的
I
、
Q
正交模拟基带信
号
,
在发射时隙期间双端平衡输入到中频
I/Q
正交
调制器
,
调制后的中频信号经过发射中频声表面
(
SAW
)
窄带滤波器
(
200kHz
)
,
滤波后的信号经过
上变频后
,
再经过
35MHz
带宽的
900MHz
发射滤波
器
,
滤波器输出的信号先通过功率激励级放大以达
到末级
RF
功放
(
PA
)
所需的激励电平。最后再经
过功率放大器
PA
和收发隔离器
,
通过天线把已调
载波发射出去。
PA
部分
APC
控制电路的作用是
:
保证
RF
功率电平等级满足
5dBm
～
33dBm
的变化要
求
,
以避免在多用户组网时发生“远近”干扰。
DCS1800MHz
频段发射单元的信号处理过程与
GSM900
相同
,
只是工作频段不同而已。
3
1
4
频率合成器单元
该单元与
FM
电台中采用的频合器相类似
,
主
要差别在于增加了
AFC
电路。
41
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
《移动通信》
1999
年第
6
期
・设计技术・
+9=-105dBm
4
接收单元电路设计
在满足技术要求的前提下
,
可以有几种不同的
接收机
RF
解决方案
:
(
1
)
3
次变频方案
:
采用此法频率合成器实现
复杂
,
中频频点多
,
容易产生组合干扰
,
一般不采
用。
(
2
)
2
次变频方案
:
为简化电路
,
第
2
中频频
点选取手机的基准时钟频率
13MHz
或其
2
分频
6
1
5MHz
。这种方案在早期的接收机中广泛采用。
例
:
摩托罗拉
GC87
、诺基亚
8110
、爱立信
GH/
GF388
、摩托罗拉
8200
。该方案复杂程度适中
,
而
且还可获得高的选择性
,
中频放大器的增益分配比
较容易实现
,
不易产生自激。
(
3
)
一次变频方案
:
随着
IC
器件和
SAW
滤波
器指标的提高
,
这种方案在目前的手机电路中广泛
采用。它可以简化电路
,
从而降低制造成本
,
而选
择性指标仍可满足技术要求。目前许多双频手机采
用了这种方案。
(
4
)
零中频直接解调的方案
:
因为目前
AD
变
换器和
DSP
的技术水平还不能满足实时处理数百
MHz
高频信号的要求
,
而且噪声、选择性和功耗指
标也难以保证
,
所以
,
在目前采用这种方案是不现
实的。
4
1
1
计算理论灵敏度和估算实用灵敏度
根据噪声功率的计算公式
:
P
N
=K
・
T
・
B
(
W
)
上式中
:K
为波尔兹曼常数
,
其值为
:1
1
38
×
10
-23
;T
为工作温度
(
Ο
)
,
一般取常温
300
Ο
(
27
℃
)
;B
为带宽
(
Hz
)
,
对于
GSM
体制
,
取
200kHz
。
4
1
2
下行链路接收机增益分配计算
ETSGSM11
1
10
技术规范中要求手机的参考灵
敏度为
-102dBm/RBER<2%
(
GSM900
)
和
-
100dBm/RBER<2%
(
DCS1800
)
。从生产的角度来
考虑手机的设计者应将该项指标略为提高
,
可分别
选为
-106dBm
和
-104dBm,
将模拟
I/Q
路单端输
出的交流电平值设计为
500mVpp
(
177mV
有效值
)
,
这样
,
整个
GSM900
接收通道的电压增益为
:
G
Ptotal
=20lg{177/224lg
-1
(
-106/20
)
}=20lg
(
177/0
1
00112
)
=104dB
各单元增益分配的结果如下
(
已包含
SAW
滤
波器
)
:
前端
LNA
放大器为
16dB,
第一混频器为
8dB,IF
放大器和解调器为
80dB
(
AGC
控制范围约
70dB
)
。
对于
DCS1800
频段
,
由于工作频率的上升
,
RF
前端的噪声系数和增益指标会变得差一些
,
这
时接收机各单元的增益分配如下
:LNA
的增益为
14dB,
第一混频器为
8dB,IF
放大器和解调器增益
为
80dB,
整个
DCS1800
接收通道的增益为
102dB
。
4
1
3
LNA
(
低噪声放大器
)
技术要求
(
1
)
N
F
:1
1
5dB
～
2
1
5dB
(
2
)
G
P
:15dB
～
20dB,LNA
一般由一级放大器
来完成
,
其增益不能太高
,
否则
,
整机抗阻塞和互
调指标难以达到。
(
3
)
功耗
:4mA
～
8mA
(
FET
管
)
,1-2mA
(
双极型管
)
。
(
4
)
具有键控式
AGC
控制功能
(
通过偏置控
制来实现
)
。
LNA
的
N
F
、
G
P
和输入、输出阻抗匹配对于接
收机整机指标将产生决定性的影响。
4
1
4
第
1
混频器技术要求
(
1
)
要采用
RF
平衡输入
,IF
平衡输出的有源
混频器
,
以提供足够的增益
,
降低串话的干扰
(
2
)
噪声系数
:6dB
～
8dB,G
P
:8dB
～
10dB
(
3
)
本振电平
:-5dBm
～
0dBm,
过高的本振
电平会产生手机功耗加大
,EMC
性能变差的问题
4
1
5
第
1
中频频点和
IFSAW
滤波器选择时应考虑
的因素
(
1
)
高阶组合干扰频率点数越少越好
,
有利于
抑制镜像干扰频率
(
选高本振、高中频
)
;
(
2
)
同时兼顾
GSM900
和
DCS1800
频段的要
求
;
计算结果为
:
噪声功率
=10lgP
N
/1mW=10lgP
N
+30=-121dBm
上述计算结果为在理想情况下的噪声功率
,
在
实际应用中
,
还要考虑前端失配的影响
(
约
1dB
)
,
收发隔离器的影响
(
约
2dB
)
,
接收机
N
F
(
约
2dB
)
,
基带部分的解调门限
(
约
9dB/RBER<
2%
)
。基于上述考虑
,
我们可以估算出实用灵敏度
约为
:
实用灵敏度
=-121+1+2+2+9=-107dBm
对于
DCS1800
频段
,
它的实用灵敏度约为
:
DCS1800
频段的实用灵敏度
=-121+2+2+3
42
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
《移动通信》
1999
年第
6
期
・设计技术・
(
3
)
IF
频率点选得过低时
,
易产生本振干扰
有用信号
;IF
频率点选得过高时
,
中放增益难以
保证
,
易自激、不稳定
;
(
4
)
IFSAW
滤波器的技术指标
,
一般
IF
频点
在
200MHz
～
400MHz
之间选取
;
(
5
)
IFSAW
滤波器插损小于
8dB
、带宽
200kHz
4
1
6
中频放大器设计技术要求
(
1
)
功率增益
:
约
70dB;
(
2
)
AGC
可控范围
:
约
70dB
、步进间隔
2dB,
AGC
的控制范围和控制斜率会影响手机的越区切
换
;
(
3
)
双端输入阻抗能与
IFSAW
滤波器的输出
阻抗相匹配。
4
1
7
I/Q
正交解调器设计要求
(
1
)
平衡输入、输出
;
(
2
)
输出直流偏置电平
:1V,
交流电平
:
1Vpp;
(
3
)
I/Q
路输出幅度平衡
:
±
1
1
5dB,I/Q
路输
出相位平衡
:
小于
4
°
;
(
4
)
具有差分直流偏置校正功能。
5
发射单元方案设计
发射单元可以采用几种不同的电路方案
:
(
1
)
采用双中频
:
该方案的优点是选择性指标
容易保证
,
带外抑制指标比较高
,
频差
Fe
和相差
Pe
指标比较好
,
缺点是
PLL
要复杂一些
,
易产生
互调干扰。
(
2
)
采用单中频
:
这种方案的优点是
PLL
电路
简单
,
不易产生互调干扰
,Fe
和
Pe
指标比较好
,
缺点是选择性指标比采用双中频的方案要差一些。
(
3
)
采用直接调制到
RF
的方案
(
即无中频
)
:
该方案的优点是电路简单
,
缺点是选择性指标比较
差
,Fe
和
Pe
指标难以保证。
(
4
)
末级
Tx-VCO
采用上变频
:
其优点是电
路相对简单
,
缺点是
Fe
和
Pe
指标稍差。
(
5
)
末级
Tx-VCO
采用
PLL-VCO:
其优点是
Fe
和
Pe
指标容易保证
,
缺点是电路要相对复杂一
些。
(
6
)
采用开环控制的
PA:
此方案的优点是可
以省去定向耦合器、功率检测和比较电路
,
外围电
路相对简单一些。该方法的缺点是要在
PA
的供电
回路中采用一个大电流
(
Idmax>6A
)
的
MOS
开关
管
(
其作用是相当于一个有源降压电阻
)
,
而该管
在使用中的故障率比较高
,
从而造成手机无法开机
的故障。
(
7
)
采用闭环控制的
PA:
优点是
PA
直接和电
池连接
,
而不用
MOS
管
,
故稳定性、可靠性比较
高
,
缺点是需要用定向耦合器、功率检测和比较电
路
,
电路要复杂一点。
我们认为采用发射单中频
,
末级
TX-VCO
采
用
PLL-VCO,PA
闭环控制的方案较为理想。
5
1
1
中频正交
I/Q
调制器技术要求
(
1
)
中频频点选择
200MHz
～
400MHz
之间
;
(
2
)
I/Q
输入直流偏置电平
:1V
～
1
1
5V,I/Q
输入交流电平
:1Vpp
(
平衡输入
)
;
(
3
)
调制后
,I
、
Q
路的幅度平衡度小于±
0
1
3dB,
相位平衡度小于
4
°
;
(
4
)
IF
输出电平
:0dBm
～
5dBm
。
5
1
2
RF
变频器和
PA
设计技术要求
(
1
)
供电电压
:DC:3
1
1V
～
4
1
5V
(
标称工作
电压
:DC3
1
6V
)
;
(
2
)
RF
变频器本振电平
:-3dBm
～
+3dBm;
(
3
)
PA
效率
:PAE
(
poweraddedefficiency
)
:
45%
～
50%,APC
控制方式
:
闭环检测控制
;
(
4
)
调制频谱、开关频谱、功率等级指标均应
满足
ETSGSM11
1
10
技术规范中的要求
;
(
5
)
PA
输出
I/Q
幅度平衡度
:
±
0
1
5dB,
相位
误差均方根值
:<5
°
,
峰值
<20
°
;
(
6
)
PA
最大射频输出功率
:
考虑到后面的定
向耦合器和收发隔离器的影响
,
对于
GSM900
四类
机应能达到
35dBm,
对于
DCS1800
二类机应能达到
26dBm
。
6
频率合成器设计
基于前面的考虑
,
收发信机均采用一次变频技
术获得较高的性能价格比。在采用这种方法的条件
下
,
又有下面的几种方案可供选择
:
(
1
)
GSM900
和
DCS1800
两频段的收发信机采
用不同的中频频点
:
缺点是
PLL
电路复杂
,
两频段
的中放部分不能共用
,
一般不宜采用。
(
2
)
GSM900
和
DCS1800
两频段的收发信机共
用中频部分
:
采用此法可使电路简化
,
降低成本
,
提高可靠性。
(
3
)
在同一频段内
(
同在
GSM900
或
DCS1800
)
接收中频和发射中频采用不同的频点
:
采用此法
PLL
电路和控制相对复杂一些。
(
4
)
在不同的频段内
,
收发中频频点均相同
:
采用此法的理论依据是
GSM900/DCS1800
均采用
TDMA
体制。采用该法可使整个
PLL
电路和控制最
为简单、实用。
43
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
《移动通信》
1999
年第
6
期
・设计技术・
6
1
1
IF
和
RF
频率合成器鉴相频率的选择
1
1
73ms
。
因为
IF
是一个固定的频点
,
故
IF
鉴相频率可
取得比较高
,
可在几百
kHz
到几
MHz
之间选择
,
以提高
IF
频率合成器的频谱质量。
RF
频率合成器
的鉴相频率应不大于信道载波间隔
,
对于
GSM
而
言
,
鉴相频率可取
200kHz
(
△
CH
)
或
100kHz
(
0
1
5
△
CH
)
,
一般取
200kHz
。
6
1
2
锁定时间
根据
GSM
通信体制的要求
,
锁定时间需同时
满足下列两个条件
:
(
1
)
按帧
(
时隙不变
)
进行跳频
,
跳频速率
:
217
跳
/
秒
,
根据
GSMTDMA
的帧结构
,
要求
T
lock
帧
-T
时隙
=7
时隙长
=7
×
0
1
577=4ms
。
(
2
)
GSM
技术规范中要求
,
具有相同帧号的
上行帧和下行帧之间
,
在时间上相差
3
个时隙
(
上
行帧滞后
)
,
同时要求手机能在这三个时隙的时间
内
,
进行信道的切换和调谐
,
故锁定时间应满足
:
T
lock
<3
时隙
=3
×
0
1
577=1
1
73ms
。
综合起来
,RF
频率合成器的锁定时间应小于
7
GSM900/DCS1800
双频手机
RF
部
分解决方案的方框图
关于图
2
的几点说明
:
(
1
)
接收机采用一次变频方案
,LNA
的
AGC
控制采用键控控制方式
,
即通过控制
LNA
的偏置
电流来实现。
GSM900
和
DCS1800
这两个频段的接
收部分仅是
RF
调谐器不同
,
中频以后的部分相
同。
(
2
)
发射单元采用一次变频方案
,GSM900
和
DCS1800
两频段在
IF
之前的部分是相同的。采用
了
PLL
控制发射
VCO
的方案
,
该方案比上变频的
方案能获得更好的频率误差
,
特别是相位误差指
标。
(
3
)
为简化电路
,
可使发射中频等于接收中
频
,
其值根据具体情况可在
200MHz
～
400MHz
之间
选取。
图
2
GSM900/DCS1800
双频手机
RF
部分方框图
(
4
)
为使双频段调谐器的
VCO
易于实现
,
GSM900
的第一本振采用高本振
,
而在
DCS1800
频
段则采用低本振。第一本振的工作频率可用下式来
计算
:
E-GSM900
接收状态
:925+F
IF
～
960+F
IF
MHz
E-GSM900
发射状态
:880+F
IF
～
915+F
IF
MHz
DCS1800
接收状态
:1805-F
IF
～
1880-F
IF
MHz
DCS1800
发射状态
:1710-F
IF
～
1785-F
IF
MHz
上式中
F
IF
代表中频频率。
(
5
)
为保证手机的
EMC
性能和降低功耗
,
LNA
、接收中频放大和解调、调制器、
PA
、
PLL
、
TX-VCO
这些单元的供电宜采用单独的电源供电。
参考文献
1
ETSGSM11
1
10amdGSM05
1
05TechnicalSpecification
1
2
MotorolaGC87GSM
手机维修手册1
44
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.