2024年10月25日发(作者：释语芹)
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放 大 器 薯 √ ｌｌｌ 一ｌ 。 ＿ 。
Ａｖａｇｏ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ（安华高科技）无线半导体产品分部应用工程师ｌａｎ Ｐｉｐｅｒ
适用于全双工蜂窝手机的ＧＰＳ ＬＮＡ
ＧＰＳ ＬＮＡ ｆｏｒ ｃｅｌｌ ｐｈｏｎｅ
在射频前端设计中整合ＧＰＳ功能 对于内置了ＧＰＳ接收器的新型 情况下，手机在执行ＧＰＳ测量时必须
’ 是当今蜂窝手机的最新发展趋势。这 ＣＤＭＡ手机可以使用辅助ＧＰＳ技术（Ａ－ 中断链路，这是因为同时只能处理一
在很大程度上是由于ＦＣＣ对美国市场 ＧＰＳ）实现定位。手机通过内建的ＧＰＳ 条基带Ｉ／Ｑ通道。而对于ＣＤＭＡ２０００的
上Ｅ９１１业务的要求而推动的。当然交 接收器进行位置测量并提供这些信息 标准，可以使用可选的分集结构。如图
互定位和导航是推动手机实现ＧＰＳ定 给网络，因此网络可以提供基于ＧＰＳ ２所示，由于使用了两台接收器，因此
位功能的另一个因素。ＦＣＣ的规定要 卫星的位置信息。有一个问题是ＣＤＭＡ 手机不会中断链路，可以进行并发
求网络运营商提供的定位精度在５Ｏ一 手机以全双工模式工作，因此带外发 ＧＰＳ测量。
１５０米范围内。老式手机定位功能是往 射机的的大功率发射信号和噪声可能 如前所述，这种方法的问题在于，
往是采用某一种基于｛基站）网络的定 会阻塞ＧＰＳ信号。处理这个问题的方 反向链路发送的信号可能会阻塞ＧＰＳ
位技术，如观察时间差测量（ＯＴＤ）或前 法之一，是在进行ＧＰＳ测量时关闭发ＬＮＡ。最坏的情况是手机在ＰＣＳ频段
向链路三角测量（ＦＬＴ）。在这两种情况 射器。比较先进的ＣＤＭＡ手机可以在 （１８５０－１９９０ ＭＨｚ）中工作。并发测试
下，手机都会采用来自三个基站的三 连续或并发保持语音或数据链路的同 ＧＰＳ信号的手机，其链路预算必须考
个测量结果，这要求系统本身固件支 时接收ＧＰＳ。图１说明了非并发操作中 虑强大的发射信号干扰而导致的ＧＰＳ
持，或许还得使用另外软件配合。 使用的具有ＧＰＳ功能的手机。在这种 接收灵敏度下降。必须结合使用双工
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图１对非并发ＧＰＳ操作使用两部天线的前端ＣＤＭＡ手机 图２对同步ＧＰＳ操作使用两部天线（分集）的前端
ＣＤＭＡ手机
ｌ ４＿ Ｉ高性能模拟ＩＣ专刊・２００６．１１
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ｌ
型基于Ｃｕｒｔｉｃｅ的研究结果［１】。尽管这 它们作为串联反馈，其电感明显影响
个模型密切预测ＤＣ和小信号参数（包
着带内和带外增益、稳定性、输入和输
括噪声），但它不能正确预测较高偏置 出回波损耗。Ｒ２提供了宽带稳定性。
３ ：４ ５ ｋＱ
ｆ８８
４ ！ 二
Ｒ５ —Ｖｏｏ－
Ｖｄ，
—
：１５＿５ ｋＱ
值时的截止点。为正确建立高偏置时
超高线性度的Ｅ—ｐＨＥＭＴ晶体管模型，
陷波滤波器用来降低ＰＣＳ频段中
的增益。我们使用迭代流程考察了多
：
５６ｎ
ｉ如＋ｂｂ
需要采用更好的模型。可以从Ａｖａｇｏ
个拓扑。流程的基础是在ＰＣＳ频段中
注意，由于使用表２中所示的首选
Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ（安华高科技）网站中下
间使用谐振电路，降低增益。在输入和
器件值，因此计算得出的值与实际值
载现有模型。表１概括了非线性分析结 输出上尝试了串联和并联匹配，以同
之间有所不同。
果。在低偏置值时，非线性模拟结果与 时满足噪声系数和ｌＩＰ３目标。我们发
测得数据比较吻合。
图４所示的演示电路板主要是为Ｌ
现，把谐振电路放在输出上降低了
频段和Ｓ频段中的应用开发的。该电路
ｌＩＰ３。输入上的谐振电路改善了ｌＩＰ３，
板是厚为０．０３１英寸的ＦＲ４，介电常数
为４－２。输入端的并联ＬＣ网络连接到
源极地。源极传输线使用铜箔，以使电
＝ 二
２［３√ＬＣ
最终的ＡＴＦ一５５１４３放大器设计
放大器对噪声匹配使用高通阻抗 但提高了放大器噪声系数。
匹配网络。高通网络由串联电容Ｃ１和
并联电感器Ｌ１组成。电路损耗将与噪
声系数直接相关，因此Ｌ１的Ｑ值极为
重要。Ｔｏｋｏ ＬＬ１００５一ＦＨ２Ｎ２或类似元
感达到最小。此外，必须使用铜箔或零
欧姆电阻器，以弥补Ｒ１和Ｒ４之间的
无源偏置
输入，输出射频匹配后，那么下一
缺１２。
件适合用于此。Ｔｏｋｏ ＬＬ１００５一ＦＨ２Ｎ２
步是对设备进行直流偏置。图３是无源 在每个源端子和电镀通孔之间精
确建立微带线路尺寸模型，及在微带
是一种小型多层芯片电感器，在８００
偏置实例。
ＭＨｚ时Ｑ额定值为２９。Ｃ１同时也作为
隔直电容，同样Ｌ１为ＰＨＥＭＴ的Ｇａｔｅ
其中去掉了Ｒ２：
ｌｄｓ是漏电流
和信号接地层面之间精确建立电镀通
孔尺寸模型，使得设计人员可以使用
提供直流偏置，它们都发挥着双重作
用。Ｃ２为Ｌ１提供良好的旁路地功能。
流
ｌ。。是流经Ｒ３／Ｒ４分压器网络的电
ＡＤＳ确定一定设计最优的源电感量。
由于源电感一般在高频时会使ＦＥＴ再
例如，选择ｌ。。至少是最大预计选
生 在低频时会使ＦＥＴ衰减，因此从
１００ ＭＨｚ到１８ ＧＨｚ的Ｋ值曲线图中
将揭示电路中使用的最优数量。图５是
直到６．０ ＧＨｚ时测得的稳定系数图。
放大器在２－７Ｖ的Ｖ 电源电压上
测试，提供了Ｖｄ。＝２．０ Ｖ＠ｌｄ＝１０ ｍＡ
的偏置点。把测得的性能与仿真的性
这一网络在低噪声系数、输入回波损
耗和增益之间存在着折中选择。电容 通门极泄漏电流的１０倍：
器Ｃ２和Ｃ５提供了带内稳定性，电阻
器Ｒ１和Ｒ５则提高了低频稳定性。输
ｌ明＝０．１ ｍＡ，
ＶＤＤ＝２．７Ｖ，
＝
Ｖｄ２Ｖ，
。
出上的高通网络由串联电容器Ｃ４和并
联电感器Ｌ２组成。同样Ｌ２也为ｐＨＥＭＴ
提供直流偏置。电感ＬＬ１和ＬＬ２实际上
Ｉ ＝１０ｍＡ，
Ｖ＝０．４５ Ｖ
是每个源极上接地的非常短的传输线。
表３测量结果
频率
增益，ｄＢ
噪声系数，ｄＢ
１．５７５ ＧＨｚ
１６．８
１．０
输入回波损耗，ｄＢ
输出回波损耗，ｄＢ
ＰｌｄＢ，ｄＢｍ
１０．１
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５．８
输入ＩＰ３，ｄＢｍ ５．１
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图７测得的和模拟的增益随频率
变化情况
图８测得的和模拟的输入回波
损耗随频率变化情况
图９测得的和模拟的输出回波
损耗随频率变化情况
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振模式控制瓢嗡 Ｉ蓠ｂ蓠
电源所需的所有性能提供了可靠、坚固 鼠 睡 爆率圜数校
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架构包括一个１、０兆赫（ＭＨｚ）压 黧： 彳一 ．镬繇 合ＰＦｃ前端在电源设计，减少元 ｉ
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2024年10月25日发(作者：释语芹)
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在射频前端设计中整合ＧＰＳ功能 对于内置了ＧＰＳ接收器的新型 情况下，手机在执行ＧＰＳ测量时必须
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上Ｅ９１１业务的要求而推动的。当然交 接收器进行位置测量并提供这些信息 标准，可以使用可选的分集结构。如图
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将揭示电路中使用的最优数量。图５是
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放大器在２－７Ｖ的Ｖ 电源电压上
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表３测量结果
频率
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图７测得的和模拟的增益随频率
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图９测得的和模拟的输出回波
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