2024年11月1日发(作者：别良朋)

iw1710规格书中文版

IW1710机翻中文版

IW1710

数字PWM电流模式控制器，应用准谐工作模式

产品特点

原边反馈简化了设计，并去除了光耦

准谐振模式，提高的整体效率

EZ-EMI 设计，轻松满足全球EMI标准

高达130 kHz的开关频率，适用于小尺寸变压器

极为严格的输出电压调节

无需外部补偿元件

符合CEC/ EPA空载功耗和平均效率规定

内置输出恒流控制与初级侧反馈

低启动电流（典型值10μA）

内置软启动

内置短路保护和输出过压保护

可选的AC线路欠压/过电压保护

轻负载时工作在PFM模式

电流检测电阻短路保护

过温保护

说明

iW1710是一款高性能的AC/DC电源控制器，它采用数字控制技

术，打造峰值电流PWM模式反激式电源。iW1700工作在准谐振模

式，在重负载提供高效率，以及一些关键的内置保护功能，同时最大

限度地减少了外部元件数量，简化了EMI设计，降低材料成本的总费

用。iW1710不再需要次级反馈电路，同时实现出色的线性和负载调节。

它在去除了环路补偿元件的同时保证稳定的工作。脉冲波形分析使环

路响应是比传统的解决方案快得多，从而提高了动态负载响应。内置

电流限制功能可优化变压器设计，通用的离线应用程序在很宽的输入

电压范围。在轻负载时超低的工作电流和和待机功率，保证iW1710

是新管理标准和平均效率应用的理想选择。

应用

典型应用电路

引脚说明

引脚名称类型说明

1NC-悬空脚

2V模拟输入辅助电压检测（用于初级端调节）

3V模拟输入输入端电压平均值检测

4SD模拟输入外部关断控制。通过一个电阻连接到地，如不使用

见5GND地地

6I模拟输入初级电流检测（用于逐周期峰值电流控制和限制）

7OUTPUT输出外部MOSFET管栅极驱动。

8V电源输入控制逻辑的电源和电压检测的上电复位电路。

额定最大值

参数符号数值单位VCC直流电压范围（PIN8 V）V~18V 直流电

源电流（PIN8 V）I20mA MOSFET栅极驱动（PIN7 OUTPUT）

~18V 电压反馈（PIN2 V）~4V 输入端电压检测（PIN3 V）~18V SD

输入（PIN4 SD）~18V 功耗T≤25℃P526mW 最高结温T125℃工作

温度T-65~150℃结到环境的热阻θ160℃/W 防静电等级2000V 闩锁

测试±100mA

电气特性

VCC=12V -40℃至85℃

典型性能特性

功能框图

工作原理

iW1710采用了专有的初级侧控制技术，去除了光耦反馈和传统设

计所需的二次调节电路的数字控制器。使AC / DC适配器的低成本得

以降低。在高负载时iW1710采用临界连续导电模式（CDCM）和脉

冲宽度调制（PWM）模式，在轻负载时切换到脉冲频率调制（PFM）

模式，使功耗降至最低，以满足规范。此外，iWatt公司的数字化控制

技术，实现了快速的动态响应，严格的输出调节，以及初级侧控制，

多项保护电路功能。

参照图中，基于所述线路电压和输出电压的反馈信号，数字逻辑

模块产生的导通和关断的信号控制开关，并以此来动态地控制外部

MOSFET的电流。系统环路通过数字误差放大器内部补偿。充足

系统的相位和增益裕度是由设计保证，且不需要外部模拟组件的环路

补偿。iW1710采用了先进的数字化控制算法，以减少系统设计时间，

提高可靠性。

此外，iW1710能精确控制的次级电流，且无需任何次级侧检测电

路。内置的保护功能包括过压保护（OVP），输出短路保护（SCP）

和软启动，交流线路欠压保护，过电流保护，和ISENSE故障保护。如

果它检测到它的任何检测引脚被打开或短路也iW1710自动关闭。

iWatt公司的数字化控制方案，专为满足电源转换设计所面临的挑战和

权衡。这项创新技术非常适用于新法规对于节能模式要求的实用设计，

如最低的成本，最小的尺寸和性能最高的输出控制。

引脚说明

PIN2 V SENSE

从辅助绕组感应信号输入。用于调节次级输出电压的反馈电路。

Pin3 V IN

通过分压电阻从整流线路获取输入端电压信号，用于输入欠压和

过压保护。及在启动时给IC供电。

Pin4 SD

外部关断控制。如果不使用关断控制，该引脚通过一个电阻连接

到GND。（详见）

Pin5 GND

地

Pin6 I SENSE

初级电流检测。用于周期峰值电流循环的控制。

Pin7 OUTPUT

MOSFET栅极外部开关驱动。

Pin8 V CC

IC电源，当电压到12V时IC启动，低于6V时IC关机。去耦电

容应连接在V CC和GND。

开机

在启动之前V IN引脚可通过V IN和V CC之间的二极管给V CC

电容充电（见图）。

当V CC完成充电且电压高于启动阈值时V CC（ST），激活逻辑

控制，打开V IN的ENABLE开关以及数模转换器，检测输入电压。一

旦VIN引脚的电压高于V INSTLOW，iW1710启用软启动功能。一种

在启动状态的自适应的软启动控制算法。在启动时，初始输出脉冲将

从小逐渐变大，直至完全脉冲宽度。峰值电流的限制由电流峰值比较

器(IPEAK)逐周期检测控制。

如果在任何时间V CC电压低于V CC（UVL）阈值，则所有的数

字逻辑复位。此时的VIN开关关断，使得V CC电容可以充电,重新达

到启动阈值。

了解主反馈

图显示了一个简化的反激式转换器。当开关Q1导通(T ON)，能

量Eg（t）被存储在电感L M中.整流二极管D1被反向偏置，电流I O

通过次级电容C O给负载供电。当Q1断开时，D1导通，存储的能量

Eg（t）传递到输出端。

为了精准地调节输出电压，需要非常精确检测到输出电压和负载

电流。在DCM模式的反激转换器中，该信息可以通过辅助绕组来获取。

在Q1导通期间，负载电流由输出滤波电容器C O供给。假设Q1两

端的电压降为零，L M两端的电压V G（t）以及Q1的电流的上升斜

率为：

在导通时间结束时，电流上升到：

该电流的储能量：

当Q1截止，L M中的I G（T）强制反转所有绕组的极性。忽略

在关断的瞬间所造成的漏感L K，初级电流转移到次级处的峰值幅度：

假设次级绕组为主绕组，辅助绕组为副绕组：

辅助电压由下式给出：

图反映了输出电压。

在负载上的电压不同于二极管压降和IR损耗的次级电压。二极管

压降电流的函数，因为是IR损耗。因此，如果次级电压总是读在一个

恒定的次级电流，输出电压和次级电压之间的差值将是一个固定的ΔV。

此外，如果电压可以当二次电流较小读取;例如，在辅助波形的拐点

（见图），则ΔV也将是小的。与iW1710，ΔV可以忽略。

iW1710实时波形分析器读取辅助回路的周期波形的一部分，产生

一个反馈电压V FB。该V FB信号精确地表示输出电压，并用于调节输

出电压。

恒压模式

经过软启动之后，数字控制模块测量到输出条件。它确定输出功

率电平，根据负载调整控制系统。如果这是在正常范围内，器件工作

在恒

压（CV）模式，并改变脉冲宽度（TON）和关闭时间（TOFF），

以满足输出电压调节的要求。根据不同的线路和负载条件，在此模式

下的PWM开关频率为30 kHz和130 kHz之间的。

如果检测到V SENSE上的电压小于V，则判定变压器的辅助绕组

可能是开路或短路，iW1710将关闭。

瞬态动态负载

有三种情况构成在负载瞬态期间的电压下降。

V DROP（电缆）电压的下降是由于电流会通过增加的连接器或电

缆。

影响负载瞬态电压下降的第二成分为V DROP。V SENSE的信号

能够显示输出电压的显着下降。这是由值Vmin，或检测到负载瞬态的

参考电压决定。Vmin越小这个电压就越小。

请记住，较小的Vmin比一个较大的Vmin使V SENSE容易受噪

音干扰和失真。

在电压的最终压降是由于从当VSENSE下降值V min出现的下一

个VSENSE的信号时的时间。在最坏的情况下，这是多少电压期间最

长的切换期间下降。

在这种情况下，较大的输出电容大大减小了V DROP（IC）的。

当iW1710检测到的输出电压比额定输出电压更高时，就增大开

关周期从而降低输出电压。T PERIOD（CLAMP）指的是从高于额定

输出电压到检测到iW1710切换至额定输出电压的时间。

快速的负载变化时，输出电压可能没有及时调整。因此，对于这

种情况下，当电源变为从空载到重负载之前输出电压稳定TPERIOD

（CLAMP）替代TPERIOD（PFM 在公式。

谐振开关模式

为了降低MOSFET的开关损耗和EMI，I OUT为50％以上时

iW1710采用谐振开关模式。在谐振开关模式，MOSFET开关的导通

点处于穿过漏极和MOSFET的源极谐振电压的最低点（参见图）。开

关在VDS 最低时，开关损失将处于最小。

以最低的VDS打开MOSFET产生最低的dv / dt，而谐振开关模

式也可减少电磁干扰。限制开关频率范围，当开关频率变得过高

iW1710可能跳过谷部（见于图的第一个循环）。

iW1710在恒流模式时处于谐振开关模式。因此，在恒流模式时

EMI 和开关损耗仍然是最小的。这个功能是优于仅在恒压模式期间支

持谐振开关模式的其他准谐振技术。对于如充电器等主要工作在CC模

式电源是有益的。

恒流模式

对在恒流模式（CC模式）在电池充电应用是有用的。在这种模式

下，iW1710将保持输出电流的恒定，而不管输出电压，同时避开了连

续传导模式。

iW1710通过主电流检测间接地检测负载电流以保持恒流。初级电

流由I SENSE引脚通过从MOSFET的源极接地的电阻器进行检测。

轻载时工作在PFM模式

负载电流大于10％时W1710工作在固定频率的PWM模式和断

续模式。当负载电流减小时，导通时间t ON也将减小。当负载电流下

降到10％以下时，控制器转换到脉冲频率调制（PFM）模式。然后，

导通时间由线电压进行调制，并在关断时间由负载电流调制。负载电

流增大时设备会自动返回到PWM模式下的。

变频运行

在每个开关周期，都会检测V SENSE的下降。如果没有检测到

VSENSE 的下降沿，关断时间将延长，直到VSENSE的下降沿被检测

到。允许的最大变压器复位时间为120微秒。当变压器复位时间达到

最大值复位时，iW1710立即关闭。

内部回路补偿

iW1710集成了一个内部数字误差放大器，对外部环路补偿没有要

求。在一个典型的电源设计中，环路稳定性有保证，以提供至少45°的

相位裕量和-20dB增益裕量。

电压保护功能

iW1710包括防止输入欠压（UV）和过压输出功能（OVP）。

输入电压是由VIN引脚监测，输出电压由VSENSE引脚监测。如

果在

这些引脚上的电压超过各自的欠压或过压阈值的iW1710立即关

闭。然而，IC仍偏向释放VCC电源。一旦VCC低于UVLO阈值时，

控制器复位，然后启动一个新的软启动周期。控制器继续尝试启动，

直到故障排除为止。

PCL，OC和SRS保护

峰值电流限制（PCL），过流保护（OCP）和检测电阻短路保护

（SRSP）是内置入iW1710特征。iW1710的ISENSE引脚能够监视

初级峰值电流。逐周期进行峰值电流的控制和限制。当检测到初级峰

值电流乘以I SENSE检测电阻大于V时，IC将立即关闭栅极驱动器，

直到下一个周期。在下一周期中输出驱动器将发出转换脉冲，开关脉

冲将继续，如果未达到所述OCP阈值，开关脉冲将关闭。

如果I SENSE检测电阻短路，没有检测到过电流情况会有潜在的

危险。因此，IC被设计成检测到检测电阻短路后，保护功能立即被启

动，关断开关。将VCC的电量释放掉，一旦VCC低于UVLO阈值时，

控制器复位，然后启动一个新的软启动周期。控制器继续尝试启动，

但不完全的启动，直到故障被清除。

关闭

iW1710关机（SD）引脚提供的保护功能：防止过热（OTP）和

额外的过压保护（OVP）。

iW1710会在监测过热故障和过压故障间切换。iW1710SD引脚

连接一

电流并流过NTC检测电阻，通过检查引脚上的电压以确定过热情

况。每周期都对SD引脚进行过温保护和过热保护检测，如在图示出

SD引脚连接一个连接到地的电阻RSD到芯片内部来进行过电压

监测。

10 设计实例

设计流程

本实例给出了iW1710反激式转换的设计过程。参见图的应用电

路。此适配器的设计目标如表。符合UL，IEC，和CEC的要求。

2024年11月1日发(作者：别良朋)

iw1710规格书中文版

IW1710机翻中文版

IW1710

数字PWM电流模式控制器，应用准谐工作模式

产品特点

原边反馈简化了设计，并去除了光耦

准谐振模式，提高的整体效率

EZ-EMI 设计，轻松满足全球EMI标准

高达130 kHz的开关频率，适用于小尺寸变压器

极为严格的输出电压调节

无需外部补偿元件

符合CEC/ EPA空载功耗和平均效率规定

内置输出恒流控制与初级侧反馈

低启动电流（典型值10μA）

内置软启动

内置短路保护和输出过压保护

可选的AC线路欠压/过电压保护

轻负载时工作在PFM模式

电流检测电阻短路保护

过温保护

说明

iW1710是一款高性能的AC/DC电源控制器，它采用数字控制技

术，打造峰值电流PWM模式反激式电源。iW1700工作在准谐振模

式，在重负载提供高效率，以及一些关键的内置保护功能，同时最大

限度地减少了外部元件数量，简化了EMI设计，降低材料成本的总费

用。iW1710不再需要次级反馈电路，同时实现出色的线性和负载调节。

它在去除了环路补偿元件的同时保证稳定的工作。脉冲波形分析使环

路响应是比传统的解决方案快得多，从而提高了动态负载响应。内置

电流限制功能可优化变压器设计，通用的离线应用程序在很宽的输入

电压范围。在轻负载时超低的工作电流和和待机功率，保证iW1710

是新管理标准和平均效率应用的理想选择。

应用

典型应用电路

引脚说明

引脚名称类型说明

1NC-悬空脚

2V模拟输入辅助电压检测（用于初级端调节）

3V模拟输入输入端电压平均值检测

4SD模拟输入外部关断控制。通过一个电阻连接到地，如不使用

见5GND地地

6I模拟输入初级电流检测（用于逐周期峰值电流控制和限制）

7OUTPUT输出外部MOSFET管栅极驱动。

8V电源输入控制逻辑的电源和电压检测的上电复位电路。

额定最大值

参数符号数值单位VCC直流电压范围（PIN8 V）V~18V 直流电

源电流（PIN8 V）I20mA MOSFET栅极驱动（PIN7 OUTPUT）

~18V 电压反馈（PIN2 V）~4V 输入端电压检测（PIN3 V）~18V SD

输入（PIN4 SD）~18V 功耗T≤25℃P526mW 最高结温T125℃工作

温度T-65~150℃结到环境的热阻θ160℃/W 防静电等级2000V 闩锁

测试±100mA

电气特性

VCC=12V -40℃至85℃

典型性能特性

功能框图

工作原理

iW1710采用了专有的初级侧控制技术，去除了光耦反馈和传统设

计所需的二次调节电路的数字控制器。使AC / DC适配器的低成本得

以降低。在高负载时iW1710采用临界连续导电模式（CDCM）和脉

冲宽度调制（PWM）模式，在轻负载时切换到脉冲频率调制（PFM）

模式，使功耗降至最低，以满足规范。此外，iWatt公司的数字化控制

技术，实现了快速的动态响应，严格的输出调节，以及初级侧控制，

多项保护电路功能。

参照图中，基于所述线路电压和输出电压的反馈信号，数字逻辑

模块产生的导通和关断的信号控制开关，并以此来动态地控制外部

MOSFET的电流。系统环路通过数字误差放大器内部补偿。充足

系统的相位和增益裕度是由设计保证，且不需要外部模拟组件的环路

补偿。iW1710采用了先进的数字化控制算法，以减少系统设计时间，

提高可靠性。

此外，iW1710能精确控制的次级电流，且无需任何次级侧检测电

路。内置的保护功能包括过压保护（OVP），输出短路保护（SCP）

和软启动，交流线路欠压保护，过电流保护，和ISENSE故障保护。如

果它检测到它的任何检测引脚被打开或短路也iW1710自动关闭。

iWatt公司的数字化控制方案，专为满足电源转换设计所面临的挑战和

权衡。这项创新技术非常适用于新法规对于节能模式要求的实用设计，

如最低的成本，最小的尺寸和性能最高的输出控制。

引脚说明

PIN2 V SENSE

从辅助绕组感应信号输入。用于调节次级输出电压的反馈电路。

Pin3 V IN

通过分压电阻从整流线路获取输入端电压信号，用于输入欠压和

过压保护。及在启动时给IC供电。

Pin4 SD

外部关断控制。如果不使用关断控制，该引脚通过一个电阻连接

到GND。（详见）

Pin5 GND

地

Pin6 I SENSE

初级电流检测。用于周期峰值电流循环的控制。

Pin7 OUTPUT

MOSFET栅极外部开关驱动。

Pin8 V CC

IC电源，当电压到12V时IC启动，低于6V时IC关机。去耦电

容应连接在V CC和GND。

开机

在启动之前V IN引脚可通过V IN和V CC之间的二极管给V CC

电容充电（见图）。

当V CC完成充电且电压高于启动阈值时V CC（ST），激活逻辑

控制，打开V IN的ENABLE开关以及数模转换器，检测输入电压。一

旦VIN引脚的电压高于V INSTLOW，iW1710启用软启动功能。一种

在启动状态的自适应的软启动控制算法。在启动时，初始输出脉冲将

从小逐渐变大，直至完全脉冲宽度。峰值电流的限制由电流峰值比较

器(IPEAK)逐周期检测控制。

如果在任何时间V CC电压低于V CC（UVL）阈值，则所有的数

字逻辑复位。此时的VIN开关关断，使得V CC电容可以充电,重新达

到启动阈值。

了解主反馈

图显示了一个简化的反激式转换器。当开关Q1导通(T ON)，能

量Eg（t）被存储在电感L M中.整流二极管D1被反向偏置，电流I O

通过次级电容C O给负载供电。当Q1断开时，D1导通，存储的能量

Eg（t）传递到输出端。

为了精准地调节输出电压，需要非常精确检测到输出电压和负载

电流。在DCM模式的反激转换器中，该信息可以通过辅助绕组来获取。

在Q1导通期间，负载电流由输出滤波电容器C O供给。假设Q1两

端的电压降为零，L M两端的电压V G（t）以及Q1的电流的上升斜

率为：

在导通时间结束时，电流上升到：

该电流的储能量：

当Q1截止，L M中的I G（T）强制反转所有绕组的极性。忽略

在关断的瞬间所造成的漏感L K，初级电流转移到次级处的峰值幅度：

假设次级绕组为主绕组，辅助绕组为副绕组：

辅助电压由下式给出：

图反映了输出电压。

在负载上的电压不同于二极管压降和IR损耗的次级电压。二极管

压降电流的函数，因为是IR损耗。因此，如果次级电压总是读在一个

恒定的次级电流，输出电压和次级电压之间的差值将是一个固定的ΔV。

此外，如果电压可以当二次电流较小读取;例如，在辅助波形的拐点

（见图），则ΔV也将是小的。与iW1710，ΔV可以忽略。

iW1710实时波形分析器读取辅助回路的周期波形的一部分，产生

一个反馈电压V FB。该V FB信号精确地表示输出电压，并用于调节输

出电压。

恒压模式

经过软启动之后，数字控制模块测量到输出条件。它确定输出功

率电平，根据负载调整控制系统。如果这是在正常范围内，器件工作

在恒

压（CV）模式，并改变脉冲宽度（TON）和关闭时间（TOFF），

以满足输出电压调节的要求。根据不同的线路和负载条件，在此模式

下的PWM开关频率为30 kHz和130 kHz之间的。

如果检测到V SENSE上的电压小于V，则判定变压器的辅助绕组

可能是开路或短路，iW1710将关闭。

瞬态动态负载

有三种情况构成在负载瞬态期间的电压下降。

V DROP（电缆）电压的下降是由于电流会通过增加的连接器或电

缆。

影响负载瞬态电压下降的第二成分为V DROP。V SENSE的信号

能够显示输出电压的显着下降。这是由值Vmin，或检测到负载瞬态的

参考电压决定。Vmin越小这个电压就越小。

请记住，较小的Vmin比一个较大的Vmin使V SENSE容易受噪

音干扰和失真。

在电压的最终压降是由于从当VSENSE下降值V min出现的下一

个VSENSE的信号时的时间。在最坏的情况下，这是多少电压期间最

长的切换期间下降。

在这种情况下，较大的输出电容大大减小了V DROP（IC）的。

当iW1710检测到的输出电压比额定输出电压更高时，就增大开

关周期从而降低输出电压。T PERIOD（CLAMP）指的是从高于额定

输出电压到检测到iW1710切换至额定输出电压的时间。

快速的负载变化时，输出电压可能没有及时调整。因此，对于这

种情况下，当电源变为从空载到重负载之前输出电压稳定TPERIOD

（CLAMP）替代TPERIOD（PFM 在公式。

谐振开关模式

为了降低MOSFET的开关损耗和EMI，I OUT为50％以上时

iW1710采用谐振开关模式。在谐振开关模式，MOSFET开关的导通

点处于穿过漏极和MOSFET的源极谐振电压的最低点（参见图）。开

关在VDS 最低时，开关损失将处于最小。

以最低的VDS打开MOSFET产生最低的dv / dt，而谐振开关模

式也可减少电磁干扰。限制开关频率范围，当开关频率变得过高

iW1710可能跳过谷部（见于图的第一个循环）。

iW1710在恒流模式时处于谐振开关模式。因此，在恒流模式时

EMI 和开关损耗仍然是最小的。这个功能是优于仅在恒压模式期间支

持谐振开关模式的其他准谐振技术。对于如充电器等主要工作在CC模

式电源是有益的。

恒流模式

对在恒流模式（CC模式）在电池充电应用是有用的。在这种模式

下，iW1710将保持输出电流的恒定，而不管输出电压，同时避开了连

续传导模式。

iW1710通过主电流检测间接地检测负载电流以保持恒流。初级电

流由I SENSE引脚通过从MOSFET的源极接地的电阻器进行检测。

轻载时工作在PFM模式

负载电流大于10％时W1710工作在固定频率的PWM模式和断

续模式。当负载电流减小时，导通时间t ON也将减小。当负载电流下

降到10％以下时，控制器转换到脉冲频率调制（PFM）模式。然后，

导通时间由线电压进行调制，并在关断时间由负载电流调制。负载电

流增大时设备会自动返回到PWM模式下的。

变频运行

在每个开关周期，都会检测V SENSE的下降。如果没有检测到

VSENSE 的下降沿，关断时间将延长，直到VSENSE的下降沿被检测

到。允许的最大变压器复位时间为120微秒。当变压器复位时间达到

最大值复位时，iW1710立即关闭。

内部回路补偿

iW1710集成了一个内部数字误差放大器，对外部环路补偿没有要

求。在一个典型的电源设计中，环路稳定性有保证，以提供至少45°的

相位裕量和-20dB增益裕量。

电压保护功能

iW1710包括防止输入欠压（UV）和过压输出功能（OVP）。

输入电压是由VIN引脚监测，输出电压由VSENSE引脚监测。如

果在

这些引脚上的电压超过各自的欠压或过压阈值的iW1710立即关

闭。然而，IC仍偏向释放VCC电源。一旦VCC低于UVLO阈值时，

控制器复位，然后启动一个新的软启动周期。控制器继续尝试启动，

直到故障排除为止。

PCL，OC和SRS保护

峰值电流限制（PCL），过流保护（OCP）和检测电阻短路保护

（SRSP）是内置入iW1710特征。iW1710的ISENSE引脚能够监视

初级峰值电流。逐周期进行峰值电流的控制和限制。当检测到初级峰

值电流乘以I SENSE检测电阻大于V时，IC将立即关闭栅极驱动器，

直到下一个周期。在下一周期中输出驱动器将发出转换脉冲，开关脉

冲将继续，如果未达到所述OCP阈值，开关脉冲将关闭。

如果I SENSE检测电阻短路，没有检测到过电流情况会有潜在的

危险。因此，IC被设计成检测到检测电阻短路后，保护功能立即被启

动，关断开关。将VCC的电量释放掉，一旦VCC低于UVLO阈值时，

控制器复位，然后启动一个新的软启动周期。控制器继续尝试启动，

但不完全的启动，直到故障被清除。

关闭

iW1710关机（SD）引脚提供的保护功能：防止过热（OTP）和

额外的过压保护（OVP）。

iW1710会在监测过热故障和过压故障间切换。iW1710SD引脚

连接一

电流并流过NTC检测电阻，通过检查引脚上的电压以确定过热情

况。每周期都对SD引脚进行过温保护和过热保护检测，如在图示出

SD引脚连接一个连接到地的电阻RSD到芯片内部来进行过电压

监测。

10 设计实例

设计流程

本实例给出了iW1710反激式转换的设计过程。参见图的应用电

路。此适配器的设计目标如表。符合UL，IEC，和CEC的要求。