2024年3月20日发(作者：祈星华)
跨阻放大器电路设计原理
跨阻放大器电路设计原理 跨阻放大器(TIA)是光学传感器(如光电二极管)的前端放大
器，用于将传感器的输出电流转换为电压。跨阻放大器的概念很简单，即运算放大器(op
amp)两端的反馈电阻(RF)使用欧姆定律VOUT= I × RF将电流(I)转换为电压(VOUT)。在
这一系列博文中，我将介绍如何补偿TIA，及如何优化其噪声性能。对于TIA带宽、稳定
性和噪声等关键参数的定量分析，请参见标题为“用于高速放大器的跨阻抗注意事项”的
应用注释。 在实际电路中，寄生电容会与反馈电阻交互，在放大器的回路增益响应中形
成不必要的极点和零点。寄生输入和反馈电容的最常见来源包括光电二极管电容(CD)、运
算放大器的共模(CCM)和差分输入电容(CDIFF)，以及电路板的电容(CPCB)。反馈电阻RF
并不理想，并且具有可能高达0.2pF的寄生并联电容。在高速TIA应用中，这些寄生电容
相互交互，也与RF交互生成一个不理想的响应。在本篇博文中，我将阐述如何来补偿
TIA。 图1显示了具有寄生输入和反馈电容源的完整TIA电路。
图1:含寄生电容的TIA电路 三个关键因素决定TIA的带宽: Ÿ 总输入电容
(CTOT)。 Ÿ 由RF设置理想的跨阻增益。 Ÿ 运算放大器的增
益带宽积(GBP):增益带宽越高，产生的闭环跨阻带宽就越高。 这三个因素相互关联:
对特定的运算放大器来说，定位增益将设置最大带宽;反之，定位带宽将设置最大增益。
无寄生的单极放大器 这一分析的第一步假定在AOL响应和表1所示的规格中有一个单极
的运算放大器。 DC、AOL(DC)时运算放大器的开环增益 120dB 运算放大器GBP 1GHz
反馈电阻RF 159.15kW 表1:TIA规格 放大器的闭环稳定性与其相位裕度ΦM有关，相
位裕度由定义为AOL× β的环路增益响应来确定，其中β是噪声增益的倒数。图2和图
3中分别显示了用来确定运算放大器AOL和噪声增益的TINA-TI™电路。图2配
置了一个开环配置的在试设备(DUT)，以导出其AOL。图3使用了一个具有理想RF、CF
和CTOT的理想运算放大器来得出噪声增益-1/β。图3目前不包括寄生元件CF和
CTOT。
图2:用来确定AOL的DUT配置
图3:用来确定噪声增益(1/β)的理想放大器配置 图4所示为环路增益AOL和1/β的
模拟幅度和相位。由于1/β为纯阻抗式，其响应在频率中较为平坦。由于该放大器是一个
如图3所示的单位增益配置，环路增益是AOL(dB) +
β(dB) = AOL(dB)。因此，AOL和环路增益曲线如图4所示彼此交叠。由于这是一
个单极系统，因AOL极的存在，fd条件下的总相移为90?。最终ΦM为180?-90?=
90?，并且TIA是绝对稳定的。
图4:模拟回路增益，理想状态下的AOL和1/β 输入电容的影响(CTOT) 让我们来分
析一下放大器输入电容对回路增益响应的影响。假设总有效输入电容CTOT为10pF。
CTOT和RF组合将在fz= 1/(2πRFCTOT) = 100kHz
的频率条件下在1/β曲线上创建一个零点。图5和图6显示了电路和产生的频率响
应。AOL和1/β曲线在10MHz条件下相交 — fz(100kHz)和GBP(1GHz)的几何平均
值。1/β曲线中的零点变成β曲线中的极点。所得的环路增益将具有如图6所示的两极响
应。 零点使得1/β的幅度以20dB/decade的速度增大，并在40dB/decade接近率
(ROC)条件下与AOL曲线相交，从而形成了潜在的不稳定性。频率为1kHz时，占主导
地位的AOL极点在回路增益中出现90?的相移。频率为100kHz时，零频率fz又发生一
次90?的相移。最终影响为1MHz。由于回路增益交叉只在10MHz条件下发生，fd和
fz的总相移将为180?，从而得出ΦM= 0?，并指示TIA电路是不稳定的。
图5:含10pF输入电容的模拟电路
图6:含输入电容影响时的模拟回路增益AOL和(1/β) 反馈电容的影响(CF) 为恢复因
fz造成的失相，通过增加与RF并联的电容CF，将极点fp1插入1/β响应。fp1处于
1/(2πRFCF)。为了得到最大平坦度的闭环巴特沃斯响应(ΦM= 64?)，使用等式1计算CF:
其中，f-3dB是在等式2中所示的闭环带宽:
计算得出CF= 0.14pF，f-3dB = 10MHz。fz处于?7MHz的位置。反馈电容器包括
来自印刷电路板和RF的寄生电容。为了最大限度地减少CPCB，移除放大器的反相输入
和输出引脚之间的反馈跟踪下方的接地和电源层。使用诸如0201和0402的小型电阻
器，降低由反馈元件产生的寄生电容。图7和图8显示了电路和产生的频率响应。
图7:包括一个14pF反馈电容的模拟电路
图8:包括输入和反馈电容影响时的模拟环路增益AOL和1/β 表2使用波特曲线理论
汇总了回路增益响应中的拐点。 原因 幅度影响 相位影响
AOL主极点，fd= 1kHz 从1kHz开始，幅度以-20dB/dec的速率下降 频率为
100Hz-10kHz时，相位从180?开始以-45?/dec的速率下降 fz= 100kHz 时1/β零位 在
fd的影响下，从100kHz开始，幅度以-40dB/dec的速率下降 频率为10kHz-1MHz
时，相位从90?开始以-45?/dec的速率下降 fp1= 7MHz时1/β极点 在前两种影响下，
回路增益幅度的斜率从-40ddB/dec降至-20dB/dec 从700kHz开始，相位以45?/dec
的速率增大，并开始恢复。其影响将一直持续增大到700MHz。 表2:极点和零点对回路
增益幅度和相位的影响
设计TIA时，客户必须了解光电二极管的电容，因为该电容通常由应用确定。考虑到
光电二极管的电容，下一步是选择适合应用的正确放大器。 选择适合的放大器需要理解
放大器的GBP、期望的跨阻增益和闭环带宽，以及输入电容和反馈电容之间的关系。客
户可找到一个整合本篇博文中所述方程和理论的Excel计算器。若客户正在设计TIA，一
定要查看此计算器，从而为您节约大量时间，省去大量人工计算。
2024年3月20日发(作者：祈星华)
跨阻放大器电路设计原理
跨阻放大器电路设计原理 跨阻放大器(TIA)是光学传感器(如光电二极管)的前端放大
器，用于将传感器的输出电流转换为电压。跨阻放大器的概念很简单，即运算放大器(op
amp)两端的反馈电阻(RF)使用欧姆定律VOUT= I × RF将电流(I)转换为电压(VOUT)。在
这一系列博文中，我将介绍如何补偿TIA，及如何优化其噪声性能。对于TIA带宽、稳定
性和噪声等关键参数的定量分析，请参见标题为“用于高速放大器的跨阻抗注意事项”的
应用注释。 在实际电路中，寄生电容会与反馈电阻交互，在放大器的回路增益响应中形
成不必要的极点和零点。寄生输入和反馈电容的最常见来源包括光电二极管电容(CD)、运
算放大器的共模(CCM)和差分输入电容(CDIFF)，以及电路板的电容(CPCB)。反馈电阻RF
并不理想，并且具有可能高达0.2pF的寄生并联电容。在高速TIA应用中，这些寄生电容
相互交互，也与RF交互生成一个不理想的响应。在本篇博文中，我将阐述如何来补偿
TIA。 图1显示了具有寄生输入和反馈电容源的完整TIA电路。
图1:含寄生电容的TIA电路 三个关键因素决定TIA的带宽: Ÿ 总输入电容
(CTOT)。 Ÿ 由RF设置理想的跨阻增益。 Ÿ 运算放大器的增
益带宽积(GBP):增益带宽越高，产生的闭环跨阻带宽就越高。 这三个因素相互关联:
对特定的运算放大器来说，定位增益将设置最大带宽;反之，定位带宽将设置最大增益。
无寄生的单极放大器 这一分析的第一步假定在AOL响应和表1所示的规格中有一个单极
的运算放大器。 DC、AOL(DC)时运算放大器的开环增益 120dB 运算放大器GBP 1GHz
反馈电阻RF 159.15kW 表1:TIA规格 放大器的闭环稳定性与其相位裕度ΦM有关，相
位裕度由定义为AOL× β的环路增益响应来确定，其中β是噪声增益的倒数。图2和图
3中分别显示了用来确定运算放大器AOL和噪声增益的TINA-TI™电路。图2配
置了一个开环配置的在试设备(DUT)，以导出其AOL。图3使用了一个具有理想RF、CF
和CTOT的理想运算放大器来得出噪声增益-1/β。图3目前不包括寄生元件CF和
CTOT。
图2:用来确定AOL的DUT配置
图3:用来确定噪声增益(1/β)的理想放大器配置 图4所示为环路增益AOL和1/β的
模拟幅度和相位。由于1/β为纯阻抗式，其响应在频率中较为平坦。由于该放大器是一个
如图3所示的单位增益配置，环路增益是AOL(dB) +
β(dB) = AOL(dB)。因此，AOL和环路增益曲线如图4所示彼此交叠。由于这是一
个单极系统，因AOL极的存在，fd条件下的总相移为90?。最终ΦM为180?-90?=
90?，并且TIA是绝对稳定的。
图4:模拟回路增益，理想状态下的AOL和1/β 输入电容的影响(CTOT) 让我们来分
析一下放大器输入电容对回路增益响应的影响。假设总有效输入电容CTOT为10pF。
CTOT和RF组合将在fz= 1/(2πRFCTOT) = 100kHz
的频率条件下在1/β曲线上创建一个零点。图5和图6显示了电路和产生的频率响
应。AOL和1/β曲线在10MHz条件下相交 — fz(100kHz)和GBP(1GHz)的几何平均
值。1/β曲线中的零点变成β曲线中的极点。所得的环路增益将具有如图6所示的两极响
应。 零点使得1/β的幅度以20dB/decade的速度增大，并在40dB/decade接近率
(ROC)条件下与AOL曲线相交，从而形成了潜在的不稳定性。频率为1kHz时，占主导
地位的AOL极点在回路增益中出现90?的相移。频率为100kHz时，零频率fz又发生一
次90?的相移。最终影响为1MHz。由于回路增益交叉只在10MHz条件下发生，fd和
fz的总相移将为180?，从而得出ΦM= 0?，并指示TIA电路是不稳定的。
图5:含10pF输入电容的模拟电路
图6:含输入电容影响时的模拟回路增益AOL和(1/β) 反馈电容的影响(CF) 为恢复因
fz造成的失相，通过增加与RF并联的电容CF，将极点fp1插入1/β响应。fp1处于
1/(2πRFCF)。为了得到最大平坦度的闭环巴特沃斯响应(ΦM= 64?)，使用等式1计算CF:
其中，f-3dB是在等式2中所示的闭环带宽:
计算得出CF= 0.14pF，f-3dB = 10MHz。fz处于?7MHz的位置。反馈电容器包括
来自印刷电路板和RF的寄生电容。为了最大限度地减少CPCB，移除放大器的反相输入
和输出引脚之间的反馈跟踪下方的接地和电源层。使用诸如0201和0402的小型电阻
器，降低由反馈元件产生的寄生电容。图7和图8显示了电路和产生的频率响应。
图7:包括一个14pF反馈电容的模拟电路
图8:包括输入和反馈电容影响时的模拟环路增益AOL和1/β 表2使用波特曲线理论
汇总了回路增益响应中的拐点。 原因 幅度影响 相位影响
AOL主极点，fd= 1kHz 从1kHz开始，幅度以-20dB/dec的速率下降 频率为
100Hz-10kHz时，相位从180?开始以-45?/dec的速率下降 fz= 100kHz 时1/β零位 在
fd的影响下，从100kHz开始，幅度以-40dB/dec的速率下降 频率为10kHz-1MHz
时，相位从90?开始以-45?/dec的速率下降 fp1= 7MHz时1/β极点 在前两种影响下，
回路增益幅度的斜率从-40ddB/dec降至-20dB/dec 从700kHz开始，相位以45?/dec
的速率增大，并开始恢复。其影响将一直持续增大到700MHz。 表2:极点和零点对回路
增益幅度和相位的影响
设计TIA时，客户必须了解光电二极管的电容，因为该电容通常由应用确定。考虑到
光电二极管的电容，下一步是选择适合应用的正确放大器。 选择适合的放大器需要理解
放大器的GBP、期望的跨阻增益和闭环带宽，以及输入电容和反馈电容之间的关系。客
户可找到一个整合本篇博文中所述方程和理论的Excel计算器。若客户正在设计TIA，一
定要查看此计算器，从而为您节约大量时间，省去大量人工计算。