2024年3月22日发(作者：哀念巧)
第54
卷第
12
期
2020
年12
月
电力电子技术
Power
Electronics
Vol.
54,
No.
12
December
2020
MMC
主动预充电策略研究
吴林平
，
马炜程
，
闫冬
，
邹宁
（
南瑞集团有限公司
（
国网电力科学研究院有限公司
）
，
江苏南京
211106）
摘要
：
模块化多电平换流器
（
MMC
）
子模块依靠不控充电无法达到正常运行时的额定电压
，
在换流器解锁瞬间
可能产生很大的冲击电流损坏功率器件
，
因此在解锁前需要将子模块电容电压充到额定值附近
。
此处分析了
MMC
启动时充电原理
，
提出了一种在子模块不控充电后利用交流侧电源进行主动预充电的方法
。
仿真结果表
明
，
该方法显著减小了换流器启动冲击电流
。
关键词
：
模块化多电平换流器
；
主动预充电
；
子模块
中图分类号
：
TM46
文献标识码
：
A
文章编号:
1000-1
00X
（
2020
）
12-0068-03
Study
of
MMC
Active
Pre-charging
Strategy
WU
Lin-ping
,
MA
Wei-cheng
,
YAN
Dong
,
ZOU
Ning
(NARI
Group
Corp
oration
(
State
Grid
Electric
Power
Research
Institute
),
Nanjing
211106
,
China
)
Abstract
:
The
modular
multi-level
converter
(
MMC
)
sub
・
module
cannot
reach
the
rated
voltage
during
normal
opera
tion
by
uncontrolled
the
unlocking
moment
of
the
converter
,
a
large
shock
current
may
be
generated
to
damage
the
power
ore,
the
capacitor
voltage
of
the
sub-module
needs
to
be
charged
near
the
rated
value
before
charging
principle
of
MMC
at
startup
is
analyzed
and
a
method
of
active
pre-charging
using
AC
side
power
supply
after
the
sub-module
is
not
controlled
charging
is
tion
results
show
that
this
method
can
significantly
reduce
the
starting
impulse
current
of
the
converter.
Keywords
:
modular
multi-level
converter
；
active
pre-charging
；
sub-module
1
引言
MMC
是一种级联可扩展的电压源型换流器
，
特别适用于高压大容量场合
，
近年来在高压直流输
电和交直流混联配电网领域应用广泛
i'-
2
）
o
MMC
解
变流器出口的交流侧电压
；
知,知,订,让分别为
上
、
下桥臂的电压和电流沱为网侧电流
；
（
4,
分
别为直流侧电压和电流;厶为桥臂电感
；
如为子模
块电容电压
。
此处忽略桥臂内阻
。
半桥子模块的工
锁运行前
，
需要对子模块电容进行充电
，
确保换流
器解锁时每一相导通子模块的电压和尽量接近直
作状态如表
1
所示
。
流电压值
，
否则会在解锁瞬间产生很大的冲击电
流
，
严重时会对功率器件造成损坏⑶
。
基于
MMC
半桥子模块结构
，
提出了一种在子
模块经不控充电达到稳定电压后
，
利用交流侧电
源进行主动预充电的方法
，
该方法显著减小了换
流器启动冲击电流
。
同时分析了
MMC
启动前交
直流侧电压源对充电过程的共同影响
。
2
MMC
运行原理及不控充电模式
2.1
MMC
运行原理
MMC
半桥型并网换流器拓扑如图
1
所示
，
MMC
每相有上
、
下两个桥臂
，
每个桥臂由
N
个半
Fig.
1
The
basic
structure
of
half-bridge
MMC
表
1
MMC
子模块正常工作模式
Table
1
Normal
working
mode
of
MMC
sub-module
模式
充电
放电
切除
闭锁
开关管状态
V.
导通
，
V2
关断
V,
导通,
V2
关断
V|
关断
，
V2
导通
v,.v
2
均关断
电流流经器件
VD.
桥子模块与电感串联组成
。
图中
，
”
*
（
%=a,b,c
）
为
定稿日期
：
2020-05-09
作者简介
：
吴林平
（
1980-
）
,
男
，
安徽安庆人
，
硕士
，
高级工
程师，
研究方向为交直流混联配电网等
。
V
2
或
VD2
VD
2
或
VD|
68
MMC
主动预充电策略研究
结合图
1
可知每个子模块对外只能输出两种
电平状态
，
即导通电压如和关断电压
0
V
。
为了实现最近电平逼近调制策略
，
换流器上
、
下桥臂要导通的子模块数量可以表示为佗
A^p=n/2+round
(
uju
c
)
,
A^=n/2-round
(«„/«<
；
)
(
1
)
式中
：
“
为任意桥臂子模块数之和
;round(-)
为取整函数
。
由上式条件可知
，
当交流参考电压为零时
，
上
、
下桥臂各导通
n/2
个子模块
。
2.2
交流侧不控充电
以单端口
MMC
为例进行交流有源不控充电
分析
。
由于此时换流器处于闭锁状态且每个子模
块的作用一致
，
因而可将桥臂等效为一个半桥子
模块并忽略
IGBT
。
为了便于分析
，
假设
u
a
>u
c
>u
b
,
此时
a
相下桥臂和
b
相上桥臂均被充电
，
充电回
路的等效电路如图
2
所示
。
图
2
交流不控充电过程
Fig.
2
The
process
of
AC
uncontrolled
charging
此时两条充电回路等效为并联电路
，
各桥臂
在交流不控充电模式下的最大充电电压与交流侧
线电压峰值近似相等
，
即同
：
陰
=〃&=
匹〃"
(2)
式中:如为各桥臂子模块电压和(桥臂电压
)
；
t/
Lrm
为交流线
电压有效值
。
交流不控充电阶段的子模块电压可表示为
：
Uc_unariAC=
U
I,™,/
N
(3)
2.3
直流侧不控充电
当交流侧开路或交流侧为无源网络时
，
换流
器的启动需要经直流侧充电并建立电压
。
由端
口
1(SJ
、
端口
2$)
组成的双端口
MMC
换流站系
统如图
3
所示
。
图
3
两端口换流器示意图
Fig.
3
Schematic
diagram
of
two-port
converter
假设
S|
首先经交流不控充电
，
直流侧电压升
高
，
S2
交流侧与电网断开
，
由于
S
“
S2
共直流母线
，
则
S2
自动进入直流不控充电模式
。
由于二极管箝
位的存在
，
在此阶段
5
的桥臂电压仅与其连接的
交流系统有关
，
S2
的桥臂电压仅与
S
’
交流不控整
流的直流侧电压相关
，
即存在从
S,
到
s
2
的单方向
能量转移叫
为了简化分析
，
将
V2
换流器直流侧等效为直
流电压源
，
其单相等效回路如图
4
所示
。
在直流不
控充电时
，
三相桥臂并联于直流电压源
，
各相上
、
下桥臂通过极间不控充电完成充电过程
。
,?+
瓦
图
4
直流侧不控充电过程
Fig.
4
DC
side
uncontrolled
charging
process
结合图
2,4
以及上述分析
，
换流器上
、
下桥臂
通过直流侧不控充电需满足如下条件
N
N
：
UgM
工
U»Cp+
Y
(4)
式中
：
％
为子模块电容
直流不控充电阶段的子模块电压可表示为
：
^C_uncriDC
=
2N
)
(5
)
当式
(4)
左右两边相等时
，
所有子模块电容电
压均达到直流不控充电最大值
。
当
S,
交流不控充电以及
S2
直流不控充电均
结束时
，
由式
(2),(3)
和式
(
5)
可知
S|
电容电压为
S2
电容电压的两倍
，
即
2llc
llnai
l[ic
=
W
C_unctriACo
3
主动充电及启动策略
3.1
MMC
交流主动充电原理
MMC
交流不控充电时
，
所有桥臂子模块均处
于充电状态
。
考虑在柔性直流输电系统中
，
直流线
路等效电容及桥臂子模块电容较大
，
若在交流不控
充电过程结束后直接解锁换流器
，
系统各电气量由
于闭环控制的作用会经过一系列暂态过程
，
桥臂
会产生很大的冲击电流
，
严重时会损坏功率器件
。
为了限制桥臂启动电流
，
保证功率器件的安
全
，
需要在交流不控充电结束的基础上进行主动
充电
，
进一步抬升子模块电容的电压
，
并尽可能的
与解锁后子模块电压的额定值相等⑴
。
主动充电步骤如下
：
①交流不控充电
，
待各子
模块电压稳定
，
此时心=〃&;②当直流电压达到
额定直流电压的
65%
且充电电流小于设定值后
，
闭合充电电阻旁路开关
；
③在桥臂子模块均压算
法的作用下
，
逐步减少各桥臂充电子模块数量
，
直
到子模块电压近似等于解锁后子模块的额定电
压
，
保持此时充电子模块的数量恒定
；
④解锁换流
器
，
切入闭环控制
，
系统正常运行
。
69
第54
卷第
12
期
2020
年12
月
电力电子技术
Power
Electronics
0.4
0.3
0.2
0.1
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
°
-6
3.96
Vol.
54,
No.
12
December
2020
上述步骤③中
，
子模块的工作模式与换流器
解锁后工作模式有较大区别
，
V|
在主动充电阶段
一直处于关断状态
，
子模块的状态仅与
V2
有关
，
主动充电的工作模式如表
2
所示
。
表
2
子模块主动充电的工作模式
4
4.04
4.08
t/s
Table
2
Working
mode
of
active
charging
of
sub-module
模式
充电
切除
开关管状态
v
H
v
2
均关断
%
关断
，
V2
导通
电流流经器件
VD,
V
2
或
VD2
应用上述主动充电方法
，
可以使系统从交流
不控充电状态平滑过渡至正常运行状态
，
不会产
(c)
定直流电压侧桥臂电压
(d)
定有功功率侧桥臂电压
生桥臂过电流等问题
。
3.2
两端口
MMC
启动策略研究
图
5
未加入主动充电仿真
Fig.
5
Simulation
waveforms
without
active
charging
以两端口
MMC
为例进行换流器启动策略分
析
，
如图
3
所示
。
假设&换流器为定直流电压控
制
，
S2
换流器为定有功功率控制
。
为了维持启动时
直流电压稳定
，
需先解锁
5,
待系统稳定后解锁
S
2O
S,
依次通过交流不控充电
、
交流主动充电后解
锁运行
。
S2
通过直流不控充电
、
交流不控充电
、
交
采用交流主动充电策略的仿真波形如图
6
所
示
。
由图可知
，
定直流电压侧的桥臂电压在解锁前
经过主动充电已经达到
20
kV,
虽然解锁瞬间有
一个短暂的跌落过程
，
但很快就又恢复到
20
kV,
冲击电流减小到
0.6pu
；
定有功功率侧的冲击电流
几乎可以忽略不计
，
在
1.5
s
之后主动充电过程加
流主动充电后解锁运行
。
S2
的充电过程较为复杂
，
可以理解为直流不控充电和交流不控充电共同作
用的结果
。
由于
E
先开始经过交流不控充电
，直
入
，
桥臂电压从
17
kV
缓慢上升到
20
kV
o
流侧电压开始逐渐升高
，
S2
进入直流不控充电阶
段
，
而后
S2
交流侧与电网连通
，
交
、
直流不控充电
共同作用于
S
2
,S,
完成交流主动充电后解锁换流
器
。
由图
2,4
及电路的叠加原理对
S2
不控充电的
最终状态进行分析可得
：
(a)
定直流电压侧交流充电电流
(b)
定有功功率侧交流充电电流
陰
=
(
比-
VT
t/
Lm5
)
/2+
VT
(6)
由式
(
6)
可知
，
S2
不控充电过程结束后
i
/
昨
还
未充到心,其差值满足
：
△几
”
=(厶-近〃
“
)/
2
(7)
若此时解锁
S2,
同样会造成桥臂过电流问题
，
仍需经过主动充电再解锁换流器
。
4
仿真和实验验证
在
PSCAD/EMTDC
软件
中搭建双端口
MMC
换流站仿真模型
。
每个桥臂包含
22
个子模块
，
额
(c)
定直流电压侧桥臂电压
(d)
定有功功率侧桥臂电压
图
6
加入主动充电仿真
Fig.
6
Simulation
waveforms
with
active
charging
结合图
5
和图
6
的仿真结果可知
，
在换流器
解锁前主动充电过程确实可以抬升子模块电容电
压并有效抑制启动冲击电流
。
定直流电压
20
kV,
额定交流电压10
kV,
桥臂电
为验证预充电理论的有效性
，
应用换流控制
抗器
0.5pu,
子模块电容
3
000
“
F,
额定功率
10
MW,
定直流电压侧在
1.5
s
解锁
，
定有功功率侧
4
s
解
器样机和
RTDS
搭建双端口换流站系统进行实验
验证
，
相关参数与仿真一致
，
实验波形如图
7
所
锁
。
图
5
为未加入交流主动充电过程的仿真波形
。
可知
，
定直流电压侧解锁瞬间冲击电流达到
1.8pu,
示,
i
为交流侧充电电流
。
加入主动充电策略后
，
换
流器解锁时直流电压从
14
kV
到
20
kV
所需时间
较少且更快进入稳态
；
子模块电压由于主动充电
桥臂电压经过
0.5
s
后稳定在
20
kV
；
定有功功率
侧由于
1.5
s
时对侧换流站已经解锁并建立直流
电压
，
故其冲击电流仅为
0.5pu,
直流电压在解锁
的作用
，
解锁前就维持在
0.92
kV,
解锁后子模块
电压仅在
0.92
k
V
有轻微振荡
；
换流器解锁时交
前维持在
18
kV
左右
，
与式
(
6)
理论值基本一致
。
70
流冲击电流则降低了约
5
倍
。
(下转第
102
页)
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卷第
12
期
电力电子技术
Vol.
54,
No.
12
2020
年
12
月
Power
ElectronicsDecember
2020
g
轴电流静差
，
减弱了
DPCC
策略对参数的依赖
6
结论
性
。
图
7
示出
DPCC
与改进
DPCC
策略
，
定子电阻
变化为
300%
时的减载实验波形
。
由图
7
可以看
此处通过两步预测并引入电流预测校正算法
出
，
因定子电阻不匹配造成的电流静差与负载有
克服了控制延迟
。
同时提出了一种可有效削弱
d,
关
，
空载时
g
轴电流静差基本为零
，
带载时
g
轴电
q
轴电流静差的改进
DPCC
算法并对其稳定性进
流静差约为
350
mA,
改进后
g
轴电流静差约为
行了证明
，
确定了其参数取值范围
。
实验结果表明
20
mA
。
因此
，
此处提出的控制策略的轴电流
与
DPCC
策略相比
，
该方法能够在保持电流环良
均可有效跟随给定值
，
系统能够稳定运行
，
增强了
好的动稳态性能的同时有效抑制由于电机参数失
系统的鲁棒性
。
配产生的电流静差
，
提高了
DPCC
策略对参数失
配的鲁棒性
。
(
快
r
、
L
r
L
1
E
J
d
丰
■
■
-
参考文献
a
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ms/
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磁链变化为
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汪
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皋
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flux
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Prediction
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v
n
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Disturbed
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・
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.J
//(500
ms/
格)
//(500
ms/
格)
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W
Zhao
,
S
Jiao
,
Q
Chen
,
et
less
Control
of
a
Li
(a)DPCC
策略
(b)
改进
DPCC
策略
near
Permanent
-
magnet
Motor
Based
on
an
Improved
图
7
电阻变化为
300%
时波形
Disturbance
Observer
[
J
].
IEEE
Trans,
on
Industrial
Ele
Fig.
7
Waveforms
when
the
resistance
becomes
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Control
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Inverter
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In
(b)
各桥臂子模块电压
(c)
交流侧电流
duction
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Power
Electronics
,
2007
,
图
7
RTDS
波形对比
22(6):2116-2123.
Fig.
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Comparison
of
RTDS
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交
、
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，
然后研究了双端口
MMC
启动策略
，
最
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韩
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102
2024年3月22日发(作者：哀念巧)
第54
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12
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电力电子技术
Power
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主动预充电策略研究
吴林平
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马炜程
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闫冬
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邹宁
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南瑞集团有限公司
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江苏南京
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摘要
：
模块化多电平换流器
（
MMC
）
子模块依靠不控充电无法达到正常运行时的额定电压
，
在换流器解锁瞬间
可能产生很大的冲击电流损坏功率器件
，
因此在解锁前需要将子模块电容电压充到额定值附近
。
此处分析了
MMC
启动时充电原理
，
提出了一种在子模块不控充电后利用交流侧电源进行主动预充电的方法
。
仿真结果表
明
，
该方法显著减小了换流器启动冲击电流
。
关键词
：
模块化多电平换流器
；
主动预充电
；
子模块
中图分类号
：
TM46
文献标识码
：
A
文章编号:
1000-1
00X
（
2020
）
12-0068-03
Study
of
MMC
Active
Pre-charging
Strategy
WU
Lin-ping
,
MA
Wei-cheng
,
YAN
Dong
,
ZOU
Ning
(NARI
Group
Corp
oration
(
State
Grid
Electric
Power
Research
Institute
),
Nanjing
211106
,
China
)
Abstract
:
The
modular
multi-level
converter
(
MMC
)
sub
・
module
cannot
reach
the
rated
voltage
during
normal
opera
tion
by
uncontrolled
the
unlocking
moment
of
the
converter
,
a
large
shock
current
may
be
generated
to
damage
the
power
ore,
the
capacitor
voltage
of
the
sub-module
needs
to
be
charged
near
the
rated
value
before
charging
principle
of
MMC
at
startup
is
analyzed
and
a
method
of
active
pre-charging
using
AC
side
power
supply
after
the
sub-module
is
not
controlled
charging
is
tion
results
show
that
this
method
can
significantly
reduce
the
starting
impulse
current
of
the
converter.
Keywords
:
modular
multi-level
converter
；
active
pre-charging
；
sub-module
1
引言
MMC
是一种级联可扩展的电压源型换流器
，
特别适用于高压大容量场合
，
近年来在高压直流输
电和交直流混联配电网领域应用广泛
i'-
2
）
o
MMC
解
变流器出口的交流侧电压
；
知,知,订,让分别为
上
、
下桥臂的电压和电流沱为网侧电流
；
（
4,
分
别为直流侧电压和电流;厶为桥臂电感
；
如为子模
块电容电压
。
此处忽略桥臂内阻
。
半桥子模块的工
锁运行前
，
需要对子模块电容进行充电
，
确保换流
器解锁时每一相导通子模块的电压和尽量接近直
作状态如表
1
所示
。
流电压值
，
否则会在解锁瞬间产生很大的冲击电
流
，
严重时会对功率器件造成损坏⑶
。
基于
MMC
半桥子模块结构
，
提出了一种在子
模块经不控充电达到稳定电压后
，
利用交流侧电
源进行主动预充电的方法
，
该方法显著减小了换
流器启动冲击电流
。
同时分析了
MMC
启动前交
直流侧电压源对充电过程的共同影响
。
2
MMC
运行原理及不控充电模式
2.1
MMC
运行原理
MMC
半桥型并网换流器拓扑如图
1
所示
，
MMC
每相有上
、
下两个桥臂
，
每个桥臂由
N
个半
Fig.
1
The
basic
structure
of
half-bridge
MMC
表
1
MMC
子模块正常工作模式
Table
1
Normal
working
mode
of
MMC
sub-module
模式
充电
放电
切除
闭锁
开关管状态
V.
导通
，
V2
关断
V,
导通,
V2
关断
V|
关断
，
V2
导通
v,.v
2
均关断
电流流经器件
VD.
桥子模块与电感串联组成
。
图中
，
”
*
（
%=a,b,c
）
为
定稿日期
：
2020-05-09
作者简介
：
吴林平
（
1980-
）
,
男
，
安徽安庆人
，
硕士
，
高级工
程师，
研究方向为交直流混联配电网等
。
V
2
或
VD2
VD
2
或
VD|
68
MMC
主动预充电策略研究
结合图
1
可知每个子模块对外只能输出两种
电平状态
，
即导通电压如和关断电压
0
V
。
为了实现最近电平逼近调制策略
，
换流器上
、
下桥臂要导通的子模块数量可以表示为佗
A^p=n/2+round
(
uju
c
)
,
A^=n/2-round
(«„/«<
；
)
(
1
)
式中
：
“
为任意桥臂子模块数之和
;round(-)
为取整函数
。
由上式条件可知
，
当交流参考电压为零时
，
上
、
下桥臂各导通
n/2
个子模块
。
2.2
交流侧不控充电
以单端口
MMC
为例进行交流有源不控充电
分析
。
由于此时换流器处于闭锁状态且每个子模
块的作用一致
，
因而可将桥臂等效为一个半桥子
模块并忽略
IGBT
。
为了便于分析
，
假设
u
a
>u
c
>u
b
,
此时
a
相下桥臂和
b
相上桥臂均被充电
，
充电回
路的等效电路如图
2
所示
。
图
2
交流不控充电过程
Fig.
2
The
process
of
AC
uncontrolled
charging
此时两条充电回路等效为并联电路
，
各桥臂
在交流不控充电模式下的最大充电电压与交流侧
线电压峰值近似相等
，
即同
：
陰
=〃&=
匹〃"
(2)
式中:如为各桥臂子模块电压和(桥臂电压
)
；
t/
Lrm
为交流线
电压有效值
。
交流不控充电阶段的子模块电压可表示为
：
Uc_unariAC=
U
I,™,/
N
(3)
2.3
直流侧不控充电
当交流侧开路或交流侧为无源网络时
，
换流
器的启动需要经直流侧充电并建立电压
。
由端
口
1(SJ
、
端口
2$)
组成的双端口
MMC
换流站系
统如图
3
所示
。
图
3
两端口换流器示意图
Fig.
3
Schematic
diagram
of
two-port
converter
假设
S|
首先经交流不控充电
，
直流侧电压升
高
，
S2
交流侧与电网断开
，
由于
S
“
S2
共直流母线
，
则
S2
自动进入直流不控充电模式
。
由于二极管箝
位的存在
，
在此阶段
5
的桥臂电压仅与其连接的
交流系统有关
，
S2
的桥臂电压仅与
S
’
交流不控整
流的直流侧电压相关
，
即存在从
S,
到
s
2
的单方向
能量转移叫
为了简化分析
，
将
V2
换流器直流侧等效为直
流电压源
，
其单相等效回路如图
4
所示
。
在直流不
控充电时
，
三相桥臂并联于直流电压源
，
各相上
、
下桥臂通过极间不控充电完成充电过程
。
,?+
瓦
图
4
直流侧不控充电过程
Fig.
4
DC
side
uncontrolled
charging
process
结合图
2,4
以及上述分析
，
换流器上
、
下桥臂
通过直流侧不控充电需满足如下条件
N
N
：
UgM
工
U»Cp+
Y
(4)
式中
：
％
为子模块电容
直流不控充电阶段的子模块电压可表示为
：
^C_uncriDC
=
2N
)
(5
)
当式
(4)
左右两边相等时
，
所有子模块电容电
压均达到直流不控充电最大值
。
当
S,
交流不控充电以及
S2
直流不控充电均
结束时
，
由式
(2),(3)
和式
(
5)
可知
S|
电容电压为
S2
电容电压的两倍
，
即
2llc
llnai
l[ic
=
W
C_unctriACo
3
主动充电及启动策略
3.1
MMC
交流主动充电原理
MMC
交流不控充电时
，
所有桥臂子模块均处
于充电状态
。
考虑在柔性直流输电系统中
，
直流线
路等效电容及桥臂子模块电容较大
，
若在交流不控
充电过程结束后直接解锁换流器
，
系统各电气量由
于闭环控制的作用会经过一系列暂态过程
，
桥臂
会产生很大的冲击电流
，
严重时会损坏功率器件
。
为了限制桥臂启动电流
，
保证功率器件的安
全
，
需要在交流不控充电结束的基础上进行主动
充电
，
进一步抬升子模块电容的电压
，
并尽可能的
与解锁后子模块电压的额定值相等⑴
。
主动充电步骤如下
：
①交流不控充电
，
待各子
模块电压稳定
，
此时心=〃&;②当直流电压达到
额定直流电压的
65%
且充电电流小于设定值后
，
闭合充电电阻旁路开关
；
③在桥臂子模块均压算
法的作用下
，
逐步减少各桥臂充电子模块数量
，
直
到子模块电压近似等于解锁后子模块的额定电
压
，
保持此时充电子模块的数量恒定
；
④解锁换流
器
，
切入闭环控制
，
系统正常运行
。
69
第54
卷第
12
期
2020
年12
月
电力电子技术
Power
Electronics
0.4
0.3
0.2
0.1
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
°
-6
3.96
Vol.
54,
No.
12
December
2020
上述步骤③中
，
子模块的工作模式与换流器
解锁后工作模式有较大区别
，
V|
在主动充电阶段
一直处于关断状态
，
子模块的状态仅与
V2
有关
，
主动充电的工作模式如表
2
所示
。
表
2
子模块主动充电的工作模式
4
4.04
4.08
t/s
Table
2
Working
mode
of
active
charging
of
sub-module
模式
充电
切除
开关管状态
v
H
v
2
均关断
%
关断
，
V2
导通
电流流经器件
VD,
V
2
或
VD2
应用上述主动充电方法
，
可以使系统从交流
不控充电状态平滑过渡至正常运行状态
，
不会产
(c)
定直流电压侧桥臂电压
(d)
定有功功率侧桥臂电压
生桥臂过电流等问题
。
3.2
两端口
MMC
启动策略研究
图
5
未加入主动充电仿真
Fig.
5
Simulation
waveforms
without
active
charging
以两端口
MMC
为例进行换流器启动策略分
析
，
如图
3
所示
。
假设&换流器为定直流电压控
制
，
S2
换流器为定有功功率控制
。
为了维持启动时
直流电压稳定
，
需先解锁
5,
待系统稳定后解锁
S
2O
S,
依次通过交流不控充电
、
交流主动充电后解
锁运行
。
S2
通过直流不控充电
、
交流不控充电
、
交
采用交流主动充电策略的仿真波形如图
6
所
示
。
由图可知
，
定直流电压侧的桥臂电压在解锁前
经过主动充电已经达到
20
kV,
虽然解锁瞬间有
一个短暂的跌落过程
，
但很快就又恢复到
20
kV,
冲击电流减小到
0.6pu
；
定有功功率侧的冲击电流
几乎可以忽略不计
，
在
1.5
s
之后主动充电过程加
流主动充电后解锁运行
。
S2
的充电过程较为复杂
，
可以理解为直流不控充电和交流不控充电共同作
用的结果
。
由于
E
先开始经过交流不控充电
，直
入
，
桥臂电压从
17
kV
缓慢上升到
20
kV
o
流侧电压开始逐渐升高
，
S2
进入直流不控充电阶
段
，
而后
S2
交流侧与电网连通
，
交
、
直流不控充电
共同作用于
S
2
,S,
完成交流主动充电后解锁换流
器
。
由图
2,4
及电路的叠加原理对
S2
不控充电的
最终状态进行分析可得
：
(a)
定直流电压侧交流充电电流
(b)
定有功功率侧交流充电电流
陰
=
(
比-
VT
t/
Lm5
)
/2+
VT
(6)
由式
(
6)
可知
，
S2
不控充电过程结束后
i
/
昨
还
未充到心,其差值满足
：
△几
”
=(厶-近〃
“
)/
2
(7)
若此时解锁
S2,
同样会造成桥臂过电流问题
，
仍需经过主动充电再解锁换流器
。
4
仿真和实验验证
在
PSCAD/EMTDC
软件
中搭建双端口
MMC
换流站仿真模型
。
每个桥臂包含
22
个子模块
，
额
(c)
定直流电压侧桥臂电压
(d)
定有功功率侧桥臂电压
图
6
加入主动充电仿真
Fig.
6
Simulation
waveforms
with
active
charging
结合图
5
和图
6
的仿真结果可知
，
在换流器
解锁前主动充电过程确实可以抬升子模块电容电
压并有效抑制启动冲击电流
。
定直流电压
20
kV,
额定交流电压10
kV,
桥臂电
为验证预充电理论的有效性
，
应用换流控制
抗器
0.5pu,
子模块电容
3
000
“
F,
额定功率
10
MW,
定直流电压侧在
1.5
s
解锁
，
定有功功率侧
4
s
解
器样机和
RTDS
搭建双端口换流站系统进行实验
验证
，
相关参数与仿真一致
，
实验波形如图
7
所
锁
。
图
5
为未加入交流主动充电过程的仿真波形
。
可知
，
定直流电压侧解锁瞬间冲击电流达到
1.8pu,
示,
i
为交流侧充电电流
。
加入主动充电策略后
，
换
流器解锁时直流电压从
14
kV
到
20
kV
所需时间
较少且更快进入稳态
；
子模块电压由于主动充电
桥臂电压经过
0.5
s
后稳定在
20
kV
；
定有功功率
侧由于
1.5
s
时对侧换流站已经解锁并建立直流
电压
，
故其冲击电流仅为
0.5pu,
直流电压在解锁
的作用
，
解锁前就维持在
0.92
kV,
解锁后子模块
电压仅在
0.92
k
V
有轻微振荡
；
换流器解锁时交
前维持在
18
kV
左右
，
与式
(
6)
理论值基本一致
。
70
流冲击电流则降低了约
5
倍
。
(下转第
102
页)
第
54
卷第
12
期
电力电子技术
Vol.
54,
No.
12
2020
年
12
月
Power
ElectronicsDecember
2020
g
轴电流静差
，
减弱了
DPCC
策略对参数的依赖
6
结论
性
。
图
7
示出
DPCC
与改进
DPCC
策略
，
定子电阻
变化为
300%
时的减载实验波形
。
由图
7
可以看
此处通过两步预测并引入电流预测校正算法
出
，
因定子电阻不匹配造成的电流静差与负载有
克服了控制延迟
。
同时提出了一种可有效削弱
d,
关
，
空载时
g
轴电流静差基本为零
，
带载时
g
轴电
q
轴电流静差的改进
DPCC
算法并对其稳定性进
流静差约为
350
mA,
改进后
g
轴电流静差约为
行了证明
，
确定了其参数取值范围
。
实验结果表明
20
mA
。
因此
，
此处提出的控制策略的轴电流
与
DPCC
策略相比
，
该方法能够在保持电流环良
均可有效跟随给定值
，
系统能够稳定运行
，
增强了
好的动稳态性能的同时有效抑制由于电机参数失
系统的鲁棒性
。
配产生的电流静差
，
提高了
DPCC
策略对参数失
配的鲁棒性
。
(
快
r
、
L
r
L
1
E
J
d
丰
■
■
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Li
(a)DPCC
策略
(b)
改进
DPCC
策略
near
Permanent
-
magnet
Motor
Based
on
an
Improved
图
7
电阻变化为
300%
时波形
Disturbance
Observer
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7
RTDS
波形对比
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