SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的特性对比及其在DAB变换器中的应用

2024年2月16日发(作者：官颂)

梁美;郑琼林;可翀;李艳;游小杰

【摘要】碳化硅(SiC)半导体器件由于其宽禁带材料的优良特性受到了广泛关注.SiC半导体器件作为一种新型器件,对其与Si半导体器件的特性对比及评估越来越有必要.本文主要对比了SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的静态特性.并搭建了基于Buck变换器的测试平台,测试条件为输入电压为400V,电流为4～ 10A,对比了三种器件的开关波形、开关时间、开关损耗、dv/dt、di/dt以及内部二极管的反向恢复特性.设计了一台2kW的双主动全桥(DAB)变换器的实验样机,对比了应用三种器件的DAB变换器的理论效率和实测效率.

【期刊名称】《电工技术学报》

【年(卷),期】2015(030)012

【总页数】10页(P41-50)

【关键词】SiC MOSFET;CoolMOS;IGBT;特性;DAB变换器

【作者】梁美;郑琼林;可翀;李艳;游小杰

【作者单位】北京交通大学电气工程学院北京 100044;北京交通大学电气工程学院北京 100044;华北水利水电大学电力学院郑州 450046;北京交通大学电气工程学院北京 100044;北京交通大学电气工程学院北京 100044

【正文语种】中文

【中图分类】TN409

近些年，碳化硅（Silicon Carbide，SiC）半导体器件因其材料具有击穿电场高、载流子饱和漂移速度快、热稳定性好及热导率高等优势[1-3]，可提高电力电子变换器的性能，引起了国内外学者的广泛关注。

目前，商用的SiC半导体器件有SiC肖特基二极管、SiC JFET及SiC MOSFET。由于SiC肖特基二极管的反向恢复特性好于Si二极管，将其应用于PFC电路或逆变器中，效率得到明显提高[4-6]。SiC JFET是目前最成熟的SiC半导体器件，其开关速度和开关损耗均优于Si MOSFET和IGBT[7-9]。但JFET的主要缺点是常通型，必须通过负压关断器件，当驱动电源出现故障时，很可能出现短路现象。

自2011年，CREE公司推出第一代SiC MOSFET，较多研究人员对SiC MOSFET的特性进行深入研究。文献[10-13]指出SiC MOSFET的驱动电压较低时，其导通电阻为负温度系数；驱动电压升高之后，其导通电阻为正温度系数。文献[14]仿真对比了应用SiC MOSFET和Si IGBT的双向Buck-Boost电路的效率，但没有实际应用效率的对比。由于双有源全桥（Dual Active Bridge，DAB）变换器能自然实现ZVS软开关，结构简单，效率高，对SiC MOSFET在DAB变换器中的应用研究也较多[15-19]。文献[15]在DAB变换器中比较了SiC MOSFET、Si

CoolMOS和IGBT的输出电容CDS大小以及其对ZVS软开关的影响，但没有对器件的其他特性进行对比分析。文献[16-17]实验对比了应用SiC MOSFET和Si

IGBT的DAB变换器的效率，但没有对两种器件的具体特性进行对比分析。文献[18-19]设计了应用SiC MOSFET的高频DAB变换器，但其主要介绍了高频磁性元件的设计。

为了具体了解SiC MOSFET的性能优势，及其与Si CoolMOS和IGBT的特性差异，本文将SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的特性进行对比。首先对比三种器件的静态特性，分析其对器件性能的影响。然后搭建基于Buck变换器的测试平台，对每种器件的开关特性进行测试。最后基于一台2kW的DAB变换器，测试

对比应用三种器件的效率。

与CMF20120D击穿电压VBR相近的高压Si MOSFET的导通电阻RDS(on)均较大，因此本着额定电流ID和导通电阻相近的原则，本文选取了IPW65R065C7作为对比对象。IPW65R065C7为Infineon公司最新的一款CoolMOS，其最大特点是开关速度快。而本着Si IGBT的击穿电压和额定电流相近的原则，本文选取了IKW25N120T2作为对比对象。IKW25N120T2为Infineon公司应用广泛的一款Si IGBT。表1为CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的器件参数。

图1为CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25-N120T2不同栅电压（VGS或VGE）的I-V输出特性曲线。如图1a所示，CMF20120D的VGS大于18V之后特性曲线的斜率变化较小。如图1b所示，IPW65R065C7的VGS大于8V之后特性曲线的斜率基本不变，VGS为10V和20V的特性曲线重合。如图1c所示，IKW25N120T2的VGE大于13V时特性曲线的斜率基本不变，VGE为17V和20V的特性曲线重合。CMF20120D的饱和区与线性区的拐点没有IPW65R065C7和IKW25N120T2清晰。上述现象源于三种器件的不同的跨导特性，如图2所示。CMF20120D的跨导系数（gfs）最小，沟道迁移率最低，VGS较高时才能获得低导通电阻。为了保证CMF20120D具有低通态损耗，其驱动电压要高于18V，与Si半导体器件不同。

图3 a、图3b和图3c分别给出了CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的Ciss，Coss和Crss随器件电压（VDS或VCE）变化的曲线。IKW25N120T2的Ciss最小，其VGE响应最快，驱动损耗最小。IPW-65R065C7的Coss最小，其关断时Coss存储能量最小（器件开通时，Coss存储的能量转化为开通损耗）。IPW65R065C7的Crss最小，其VGS的密勒平台时间最短，dv/dt最大。

图4为基于Buck变换器的测试平台，用于测试CMF20120D、IPW65R065C7

和IKW25N120T2的开关特性。二极管VD为SiC肖特基二极管C4D20120A，其器件参数见表2。SiC肖特基二极管无反向恢复特性，用于限制被测器件（Device Under Test, DUT）开通时的电流尖峰。Buck变换器的测试条件见表3。驱动电路框图如图5所示，使用Avago公司的ACPL-4800光耦隔离芯片和IXYS公司的IXDN609SI驱动芯片，驱动电路的负压通过三端稳压器LM337调节。根据器件的静态特性，设计CMF20120D的驱动电压为+18/-3，IPW65R065C7和IKW25N120T2的驱动电压为+15/-3。

图6 所示为Buck变换器的输出电流为7A时，CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开通和关断的波形。IKW25N120T2的VGE响应速度最快。CMF20120D的开通延迟时间和关断延迟时间最短。IPW65R065C7的电压电流变化时间最短，但其开通电流尖峰和关断电压尖峰最大。IKW25N120T2关断拖尾现象严重。

图7 为CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25-N120T2的开关时间随RG变化的曲线。td(on)为开通延时时间，ton为产生开通损耗的时间，即器件开通时电压电流的交叠时间，td(off)为关断延时时间，toff为产生关断损耗的时间，即器件关断时电压电流的交叠时间。测试结果显示，RG越大，开关时间越长。CMF20120D的开通延时间和关断延时时间最短，IPW65R065C7和IKW25N120T2的关断延迟现象比较严重。CMF20120D产生开通损耗的时间最长，IPW65R065C7最短。IPW65R065C7产生关断损耗的时间最小，CMF20120D与其相近。IKW25N120T2因其关断拖尾现象，产生关断损耗的时间最长。

图8 为Buck变换器的输出电流不同时，CMF-20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开关损失能量。Eon为开通损失能量，Eoff为关断损失能量。测试结果显示，随着负载电流增加，开关损失能量增加。CMF20120D开通损失

能量最大，IPW65R065C7最小。IPW65R065C7的关断损失能量最小，CMF-20120D与其相近。IKW25N120T2的关断损失能量最大。

图9为Buck变换器的输出电流不同时CMF-20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开通di/dt和关断dv/dt。测试结果显示，IPW65R065C7的电压电流变化率最大，IKW25N120T2最小。

表4为CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25-N120T2内部二极管的静态参数。其中IKW25N120T2的内部二极管为出厂前封装在内的Si快恢复二极管。图10为测试二极管反向恢复特性的电路图。图11为三种器件内部二极管及SiC二极管C4D20120A的反向恢复电流测试结果，此处测试结果包含二极管结电容充电电流。测试结果显示，CMF20120D的内部二极管的反向恢复电流最小，反向恢复时间最短。而IPW65R065C7的内部二极管的反向恢复特性最差，其反向恢复电流峰值是CMF20120D内部二极管的6倍，反向恢复时间是CMF20120D内部二极管的3倍。CMF20120D的内部二极管与C4D20120A对比，其反向恢复电流略大于C4D20120A。

DAB变换器如图12a所示，由两个全桥单元通过一个电压比为N的变压器和辅助电感L连接构成。Q1～Q8为开关管，VD1～VD8为续流二极管，C1和C2为滤波电容。考虑到IPW65R065C7和IKW25N120T2内部二极管的反向恢复特性较差，续流二极管采用SiC肖特基二极管C4D20120A。该变换器的主要工作波形如图12b所示，包含Q1的关断电压vDS_Q1和通态电流iD_Q1，VD1的通态电流iF_D1，Q5的关断电压vDS_Q5和通态电流iD_Q5，VD5的通态电流iF_D5以及辅助电感电流i。半个周期内，辅助电感电流在t0、t1、t2和t3时刻的大小及其有效值表示为

式中，Tφ为移相时间；Td为死区时间；T为开关周期。

基于DAB变换器的工作原理，建立DAB变换器的损耗模型。其主要包含:开关管

的损耗模型、续流二极管的损耗模型以及变压器和辅助电感的损耗模型。

开关管的损耗包含通态损耗和开关损耗，DAB变换器的变压器两侧开关管损耗模型需要分别建立。当开关管为MOSFET时，V1侧开关管的通态损耗模型为

V2侧开关管的通态损耗模型为

当开关管为IGBT时，V1侧开关管的通态损耗模型为

V2侧开关管的通态损耗模型为

上述损耗模型均不考虑温度对RDS(on)和VCE(sat)的影响。

DAB变换器开关管处于ZVS开通，其开通损耗近乎为0，因此开关管的开关损耗模型只考虑关断损耗。V1侧开关管的关断损耗模型为

V2侧开关管的关断损耗模型为

式中，toff为产生关断损耗的时间。

由于SiC二极管的反向恢复特性好，并且二极管的开关损耗较小，因此二极管的损耗模型只考虑通态损耗。V1侧二极管的通态损耗模型为

V2侧二极管的通态损耗模型为

变压器和辅助电感的损耗包含铜损和磁损。变压器和辅助电感的铜损模型为

式中，RDC为变压器或辅助电感的直流电阻。变压器和辅助电感的铁损模型为

式中，CFe为铁心的损耗系数；f为工作频率；Bm为饱和磁通密度；Ve为磁心体积；α、β都为常数。

根据上述损耗模型，表5给出了CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的通态损耗和关断损耗的理论计算结果。计算条件为:DAB变换器的输出功率为2kW，V1为320V～400V，V2为360V，变压器的电压比N为1∶1，Q1～Q8的驱动电阻RG为10Ω。开关管为CMF20120D和IPW65R065C7时，开关频率为100kHz，死区时间Td为0.15μs，辅助电感L为66μH；开关管为IKW25N120T2时，开关频率为20kHz，死区时间Td为1μs，

辅助电感L为330μH。表5中，随着V1升高，CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的通态损耗和关断损耗均呈降低趋势。IPW65R065C7的通态损耗和关断损耗最低，CMF20120D的通态损耗和关断损耗略高于IPW65R065C7。尽管IKW25N120T2的开关频率为20kHz，但其通态损耗和关断损耗最高，关断损耗远大于CMF20120D、IPW65R065C7。

表6给出了开关频率分别为20kHz和100kHz时，二极管C4D20120A的通态损耗以及变压器和辅助电感的铜损和磁损。变压器和辅助电感所选磁心型号如表7所示，环形H100/50/20为七星飞行公司的镍锌铁氧体磁心，EE55为TDK公司的PC40等级的锰锌铁氧体磁心。

根据以上损耗计算，图13给出了DAB变换器输出功率为2kW的理论效率。开关管为CMF20120D时，DAB变换器的最高效率为94.9%；开关管为IPW65R065C7时，DAB变换器的最高效率为95.5%；开关管为IKW25N120T2时，DAB变换器的最高效率为91.03%。

本文以DSP芯片TMS320F28335为主控芯片搭建了一台2kW的DAB变换器实验样机。图14a、14b和14c分别为输出功率为2kW，V1为400V，开关管分别为CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2时，DAB变换器的Q1、Q2的关断电压波形vDS_Q1和vDS_Q5。实验表明，IPW65R065C7电压尖峰最高，IKW25N120T2关断电压尖峰最小，与在Buck变换器中的测试结果一致。

图15 为2kW DAB变换器的实测效率。开关管为CMF20120D时，最高效率为93.6%；开关管为IPW65R065C7时，最高效率为94.3%；开关管为IKW25N120T2时，最高效率为90.6%。IPW65-R065C7和CMF20120D的实测效率与理论偏差较大，这是由于计算理论效率时未考虑开关电压电流尖峰以及温度导致RDS(ON)增加引起的损耗。

本文对比了SiC MOSFET CMF20120D、Si Cool-MOS IPW65R065C7以及Si

IGBT IKW25N120T2D的静态特性和开关特性，并将三种器件应用于2kW DAB变换器中，进行效率对比。对比结果表明:

（1）驱动特性。CMF20120D的跨导系数gfs最小，沟道迁移率最低，因此栅电压相比IPW65R065C7和IKW25N120T2D高，这样才能获得低导通电阻。

（2）开关特性。CMF20120D的开通延迟时间和关断延迟时间最短。IPW65R065C7产生开通和关断损耗的时间最小，其开通和关断损耗也最小，但其dv/dt和di/dt也最大。而CMF20120D产生开通损耗的时间最长，开通损耗也最大，但其产生关断损耗的时间和关断损耗与IPW65R065C7相近。IKW25N120T2D由于其关断拖尾现象严重，导致其关断时间和关断损耗最大。

（3）内部二极管特性。CMF20120D的内部二极管导通电压最高，但其反向恢复特性最好，与SiC肖特基二极管相近。IPW65R065C7的内部二极管反向恢复特性最差，其反向恢复电流峰值是CMF20120D内部二极管的6倍，反向恢复时间是CMF20120D内部二极管的3倍。IKW25N120T2D的内部二极管反向为快恢复二极管，其反向恢复特性仅好于IPW65R065C7的内部二极管。

（4）效率。应用CMF20120D和IPW65R065C7的DAB变换器的开关频率为100kHz，理论最高效率分别为94.9%和95.5%，实测最高效率分别为94.3%和93.6%。而应用IKW25N120T2的DAB变换器的开关频率为20kHz，理论最高效率为91.03%，实测最高效率为90.6%。

综合以上内容，CMF20120D的性能与IPW65-R065C7相近，均比IKW25N120T2D 的性能优异，但CMF20120D耐压高于IPW65R065C7，因此SiC MOSFET在高压、高频功率变换领域的应用将会越来越广泛。

梁美女，1988年生，博士，研究方向为电力电子与电力传动。

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