2024年3月11日发(作者：帖永长)

电路主要由DC/DC直流转换IC（升压IC）U6、储能电感L2、续流二极管D4等组成，其

主要作用是通过调整升压，输出12V直流电压，供显示照明电路使用；当4脚得到主控IC送

来的启动信号GPIO C2时，启动U6开始工作，通过内部的电路动作，电感L2的储能，二极

管D4的续流作用，U6的5#经电阻R22输出12V电压；可通过调整分压电阻R23的阻值，控

制U63#的电位来决定5#的输出电压 电路中R15、L2、D4、U6、R22任何一个损坏都会引

起无12V电压故障。

描述：

a03400

场管

背光电

路

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rt9271

背光电

路

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a8430

背光电

路

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rt9271

背光电路

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xc636bb103mr

背光电

路

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xc636bb103mr

背光

电路

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tsp6104evm-001

背光

电路

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第7章 海信LCD-4233D系列液晶电视 IP整合板

为了简化液晶电视机的内部结构、降低生产成本，有些生产厂家把液晶电视机的开关电源和

高压背光板组合在一起，既向液晶电视整机提供电源（各种电路的VCC及CPU供电），又

向背光管提供高压，一般称为IP整合板。I即INVERTER，逆变器的意思；P即POWER，

功率、电源的意思。

7.1 电路组成

海信LCD-4233D系列液晶电视IP整合板的原理图如图7.1所示，由3部分组成（图中虚线

框所示；分别显示出各部分的功能）：

PFC部分（图中1部分）：由集成电路N811（NCP1653APG）及MOS管V811、V812电感

L811及二极管VD812组成一个并联型开关电源；电路的特点是这个开关电源的供电+B是

不经滤波的220V整流供电，主要作用是进行功率因数校正并向背光供电部分及小信号供电

部分提供稳定的+380V电源。

待机电源部分（图中2部分）：由集成电路N831（NCP1207APG）及MOS管V832开关变

压器T831组成一个PWM稳压型的开关电源，采用PFC电路送来的+380V工作，输出整机

主板供电的各种电源（5V_S、5V-M、12V、14V）。

背光供电部分（图中3部分）：由激励控制集成电路N901（OZ9925GN）和N902（FAN7382）、

MOS管V907和V908及N904（LM358）及升压变压器T903组成了采用了PFC部分+380V

供电的N+N型MOS管半桥LLC功率放大电路，输出功率强大，可以向16~24只背光灯管

供电，高压升压变压器只有1只，如采用CCFL背光灯管并联应用背光灯管必须采取电感平

衡措施。

图7.1

本文是以介绍背光供电电路为主，关于PFC部分和小信号供电部分另外撰文介绍。

背光供电部分的原理图及实物照片如图7.2所示。T903是升压变压器，与L905、C917组成

LLC谐振输出电路；两只N沟道MOS管V907、V908组成半桥功率放大电路，采用PFC

电路直接输出的+380V供电；N902（FAN7382）是V907、V908的激励集成电路，由于V907、

V908都是N沟道的MOS管，故N902输出两个反相的激励信号；N901是振荡、控制、激

励集成电路。

7.2 电路特点

（1）采用两只N沟道MOS管组成高压（+380V）供电的半桥功率输出电路，功率管工作

电流较低压供电小很多。由于采用了谐振型（LLC）输出，电路对功率管的要求更低，输出

的正弦波形更好：当负载变化引起输出电压变化时，LLC谐振型功率输出电路具有自稳压

特性。

（2）采用了平衡型背光灯管断路取样电路；简化的一般的CCFL灯管断路取样。

（3）由功率放大部分采用了两只相同的N沟道MOS管，两只功率管的激励信号必须反相

且有相应―高‖、―低‖不同的直流分量。该电路采用了一块性能优秀的FAN7382高压半桥功

率放大电路驱动集成电路，并采用了自举升压的方式解决了高电位激励信号的直流分量浮动

问题。

正面

背面

图7.2

7.3 电路分析

IP整合板背光部分的等效电路如图7.3所示。N901在ON/OFF信号及亮度信号的控制下，

由3脚、5脚输出反相对称的激励信号，经过激励变压器T901加到射极跟随器激励电路

V906、V901、V903、V904，经放大后进入功率放大输出级激励集成电路N902的2脚、3

脚。N902对2脚、3脚输入的激励信号进行分相处理，由6脚、7脚输出幅度相同、相位相

反的两路信号，分别加到半桥功率输出管V908、V907的栅极，由V908、V907进行功率放

大，V908、V907功率放大电路的负载是升压变压器T903和C917、L905组成串连谐振电

路，把半桥功率放大电路输出的信号转换为正弦波并经T903升压输出去液晶屏的背光灯管，

点亮背光灯管。

图7.3

7.3.1 LLC谐振输出电路

半桥功率放大输出管V907、V908的负载有升压变压器T903、L905和C917，和一般半桥

功率放大输出电路不同的是多了一个串联在输出电路中的L905，T903虽然是升压变压器，

但也等效于一个电感；再加上串联于电路中的电容器C917，这3个元件实际上组成了一个

串联谐振电路。由于具有2个电感和1个电容，所以称为LLC谐振型输出电路。

这个电路有两大特点。

（1）如果谐振电路的谐振频率正好是前级振荡器的振荡频率，那么电路将处于谐振状态，

电流最大、电流波形是完全正弦波，这样可以使输出功率最大化；并且两只功率开关管工作

在软开关状态，即功率管由导通到截止或者由截止到导通的转换都在正弦波的过零点进行，

功率管不存在开关损耗（只有导通损耗）。由于没有自感高压电势，还可以采用低耐压的开

关管，电路的效率非常高并且非常安全，工作几乎没有热量产生，也不会对外产生干扰。

（2）T903既是一个升压变压器，又是一个电感。这个电感内部流过的电流要随负载的

变化而变化，故其电感量（L）并不是一个定数，而是随负载电流的变化在变动。这样，当

负载发生变化时， LLC输出电路的谐振频率亦发生变化。

只要输出电路的谐振频率设定得和振荡频率略有偏差，即可达到根据负载的变化自动稳定输

出电压的效果。

7.3.2 功率放大电路的激励

将两只N沟道MOS管作为高压半桥功率输出时，要求有两个相位相反、直流分量差异较大

的激励信号：一个直流分量很高，数百伏特；一个只有几伏特。而振荡激励集成电路OZ9925

的3脚、5脚只输出相位相反、直流分量相等的一对激励信号DRV1、DRV2，怎样把这对

信号转化为高压半桥功率输出电路MOS管所需的栅极激励信号呢？

该背光部分的电路采用了一块美国仙童公司（飞兆）的FAN7382，即N902,如图7.4所示。

FAN7382是专门为高压半桥功率放大电路设计的驱动集成电路，其驱动的半桥功率放大电

路可以采用近+600V的高电压作为+B供电，常用作高压半桥功率放大电路的MOS管栅极

驱动。它采用先进的设计减小了高压IC工艺中寄生的源漏电容，从而使驱动具有足够的稳

定性，上MOS功率管V907驱动部分的VCC供电巧妙采用了自举升压的方式，电路简洁合

理，图7.5是其内部框图。

图7.4

从图7.5所示框图中可以看出，FAN7382有两个通道的激励信号输出：高边信号激励通道

（HIGH-SIDE DRIVER ；V907的栅极激励）和低边信号激励通道（LOW-SIDE DRIVER ；

V908的栅极激励），主要引脚功能介绍如下。

4脚、5脚、1脚是低边信号激励通道输出脚，内部是两只互补的灌流激励管。其中， 4脚

（COM）是灌流电路的电源负端，可以接地；5脚（LO）是低边激励信号输出端，经过限

流电阻和放电二极管接半桥功率放大MOS管V908的栅极；1脚（VCC）脚是灌流电路的

VCC供电端。3脚（LIN）是低边信号通道的输入端。

图7.5

6脚、7脚、8脚是高边信号激励通道输出脚，内部也是两只互补的灌流激励管。其中，6

脚（VS）是灌流电路电源负端，但在应用中直接外接V907、V908半桥功率放大电路的信

号输出端，其电压随输出电压的振幅而变化（此端电压是浮动的）；7脚（HO）是高边激励

信号输出端，经限流电阻和放电二极管接半桥功率放大MOS管V907的栅极；8脚（VB）

是高边灌流电路的VCC供电端。该VCC端的意义是：相对于6脚始终保持一个VCC电压

的幅度。而6脚的电压是随半桥功率放大电路输出电压而浮动的，所以8脚电压也是在VCC

的基础上随半桥功率放大电路输出电压而浮动。亦即，8脚电压=VCC+VOUT。2脚（HIN）

是高边信号通道的输入端，其输入信号和低边通道输入端3脚（LIN）的输入信号是反相关

系。

现在的问题是如何解决8脚高边通道输出灌流电路的VCC供电问题。这个电压相对于6脚

是一个VCC的电压幅度关系，而对地则是VCC的电压幅度加上功率放大电路输出电压

（VCC+VOUT）的关系。

和CRT电视中场扫描自举升压电路的方式类似，8脚VCC供电由电路上增加的升压电容器

C904和升压二极管VD915自举升压得到，其工作原理如图7.6所示。

当V908导通、V907截止时，如图7.6（a）所示。输出端为低电平，等效于接地，电容器

C904的下端也等于接地，VCC通过VD915对C904充电,C904两端电压被充至VCC电压

幅度。

当V908截止、V907导通时，如图7.6（b）所示。输出端为高电平，等效于接+B，电容器

C904的下端也等效于接+B。那么，在V907导通的时间，FAN7382的8脚电压等于VCC+

（+B）。

这样，不管输出是什么电平，高边信号激励通道灌流电路的供电的6脚和8脚之间始终维持

在VCC电压的幅度，保证了电路的正常工作。

（详细电路分析参见此文末7.5节 N+N沟道功率放大电路自举升压电路详细分析）

（a）

（b）

图7.6

7.4 振荡控制集成电路OZ9925

OZ9925是微科（MICRO）公司专门为背光电路设计的背光驱动集成电路，具有振荡控制、

激励、保护等功能。有两路反相的激励信号输出。OZ9925具备比较完善的输出电压、灯管

电流检测功能及输出过压保护、VCC欠压保护功能；经过不同的电路变通组合，其保护控

制输入端还可用作灯管断路保护控制等其他功能。

7.4.1 功 能

OZ9925是宽电源（VCC）供电背光激励控制集成电路，具有以下功能。

（1）VCC欠压保护。

（2）直流亮度控制输入。

（3）保护延迟时间设定。

（4）软启动时间设定。

7.4.1 引脚功能

OZ9925的引脚排列如图7.7所示，引脚功能见表7.1，内部框图如图7.8所示。

图7.7

表7.1

引脚符号功能

1VREF内部5V基准基准电压输出 （当15脚为高电平时， 1脚为5V）

2V1NVCC 12V 供电输入端

3NDR2激励信号2输出端

4PGND激励输出部分接地端

5NDR1激励信号1输出端

6AGND小信号部分接地端

7RT_CT振荡器频率设定，外接定时电阻和电容，此脚波形为幅值2V的三角波

8LRT_LCTPWM调光频率设定，外接定时电阻和电容，此脚波形为幅值1.5V的三角波

9DIM亮度控制输入端，如果该脚电压低于1.5V，则芯片输出进入PWM调光模式

10VSEN灯管电压检测输入端，该管脚的电压大于11脚（OVT）电压时，芯片会锁死，背

光不亮

11OVT过压阈值设定输入端

12TIMR延迟保护时间设定端。出现故障时，此脚电压逐步上升；达到3V时，内部保护电

路启动控制，关闭激励输出

13SST_COM软启动时间设定端

14ISEN灯管电流检测输入端

15ENA使能端。此脚电压大于2V时，电路启动（类似于ON/OFF控制端）

16VLSVCC欠压保护检测输入端。此脚接VCC分压电路，其电压低于1.43V时，保护电路

停止工作；高于1.5V时，保护电路开始工作

图7.8

7.4.2 OZ9925启动工作过程：

N901 OZ9925（2）VIN脚 VCC为12V； CPU送来高电平（大于2V）启动信号加到N901

OZ9925的使能控制端（15）ENA脚；N901启动开始工作；电路启动后内部的振荡器HF OSC

产生背光灯管工作的高频振荡信号并经过（9）DIM脚送来的亮度信号调制后；由（3）NDR2

脚和（5）NDR1脚输出激励信号去后面的功率放大级。

在启动后OZ9925其它相关引脚的作用及工作过程、外围元件的作用介绍如下：

1脚（VREF）是基准电压输出脚。12V电压经OZ9925内部基准电压稳压器产生+5V基准

电压，由1脚输出。该基准电压对内部产生基准电流、保护控制电路基准阈值的设定起到重

要作用。1脚输出的+5V电压还是7脚高频振荡器及8脚PWM三角波振荡器时间常数电路

充放电的基准电压，如果这个电压不正常，整个集成电路乃至整个背光板都会工作不正常。

2脚（VIN）是VCC工作电压输入端。OZ9925是宽电压供电，VCC电压可以在10～19V

范围内正常工作。

3脚（NDR2）、5脚（NDR1）是激励信号输出端，输出低阻、反相的激励信号。

4脚（PGND）是内部激励部分的接地端。

6脚（AGND）是内部小信号部分的接地端。

7脚（RT_CT）是内部高频振荡器的振荡频率控制端。外接RC是控制振荡频率的定时元件，

RC（时间常数）的大小决定了振荡频率的高低。外接电容器C906、C907的并联值及R914、

R940、RP901的等效电阻决定了振荡频率，如图7.9（a）所示：RC充放电的电源采用1脚

的5V基准电压，以保证振荡频率的稳定性；RP901可以根据需要对振荡频率进行小范围调

整，等效电路如图7.9（b）所示。振荡频率与RC的关系是，RC越大，振荡频率越低；RC

越小，振荡频率越高。OZ9925的振荡频率可以依靠改变RC在30～70kHz内设定。

（a）

（b）

图7.9

9脚（DIM）是亮度控制输入端。CPU送来的1.5～3.5V变化的直流亮度控制信号，进入

OZ9925后变换为PWN亮度控制脉冲，对振荡器的振荡信号进行调制，使连续的高频振荡

波转变为按照PWM占空比变化的间断高频振荡波，达到控制背光灯管亮度的目的。在直流

亮度控制电压向PWM变换时，还需要一个辅助的三角波信号。

8（LRT_LCT）脚是配合9脚输入的直流亮度控制电压变换为PWM脉冲而设置的三角波振

荡器的频率控制定时元件的连接端，其外接RC（时间常数）的大小决定了三角波的振荡频

率及PWM信号的频率，如图7.10所示。为了防止屏幕产生闪烁感，PWM频率选取在200Hz

左右。V902是PWM外同步信号输入控制，以便由外部决定三角波的振荡频率。同样，RC

充放电的电源也采用1脚的5V基准电压，以保证三角波振荡频率的稳定性。

（a）

（b）

图7.10

10脚（VSEN）是背光灯管电压检测输入端，以确认输出背光灯管电压是否正常。如果此脚

电压大于11脚电压，整个芯片即停止工作，背光灯管也熄灭。

11脚（OVT）用于设定过压门槛（阈值）值，和10脚配合完成输出过压保护等功能，如图

7.11所示。当10脚电压因过压保护而超过11脚时，此集成电路即停止工作。在本电路中，

11脚也作为背光灯管断路保护。

图7.11

12脚（TIMR）是保护电路延迟启控时间设置端。背光电路其实也是一个开关电源，其保护

电路就应该动作迅速、灵敏。但是，背光板负载是一个有很多不确定因素的非线性气体放电

器件——冷阴极荧光灯管（CCFL）。特别是开机接通电源的一瞬间，一般灯泡会立即就点亮，

但这个冷阴极荧光灯管的点亮有一个水银气化、参与放电的过程，需要0.5～1s。另外，每

个灯管的启动时间不同，在环境温度较低的冬天，启动时间更长。在启动的过程中，背光灯

管是不会有正常工作电流的，电压、电流、断路取样电路的取样数据也是异常的，若保护电

路在此期间已经开始工作，则会误判背光灯电路有故障而进入保护状态。为了避免这种现象，

背光板的保护控制电路中都设置了延迟保护控制电路，即当开机的瞬间保护控制电路接收到

异常取样信号时，并不是立即执行保护，而是延迟一定时间（如1s或1.5s）后再执行。12

脚外接电容器C911就是为设置保护延迟时间而设置的，改变其容量大小就可以改变延迟时

间；容量越大，延迟时间越长。

VD907的作用是保证该电路只在长时间关机后的第一次开机才有延迟作用，如图7.12所示。

取样信号进入OZ9925后，内部保护电路开启，一个恒定的3μA电流由12脚输出，经VD907

对电容器C911充电。随着C911充电电压逐步上升，12脚电压也随之上升；当12脚电压上

升至3V时，内部保护电路启动，关闭激励输出，背光灯随之熄灭，进入保护状态。短暂（几

个小时内）关机后，电容器经过R920（3.3M）的放电极为缓慢，电压基本上维持满电的状

态，这时断电后再开机，保护电路就不延迟或延迟时间极短，以提高其它电路的安全性。

图7.13

图7.12

13脚（SST_CMP）是软启动时间控制端，其作用是使功率变换电路缓慢达到稳态工作点，

以减小启动冲击和浪涌电流，如图7.13所示。13脚电压为高电平时，集成电路正常工作；

小于1.5V时，停止激励输出。接通电源、内部基准电压及基准电流还没有建立时，OZ9925

的1脚没有5V基准电压VREF输出，V909（PNP）饱和导通，把13脚电压下拉，集成电

路不能启动。待OZ9925内部状态稳定后，其1脚的VREF就有稳定的基准电压输出了，

V909截止，集成电路内部的4μA电流源给13脚的电容器C912充电，C912上的电压呈斜

坡上升，从而限制了输出电压的急速上升，最终限制了输出脉冲占空比的上升幅度，实现软

启动。

14脚（ISEN）是灯管电流检测输入端。图7.11中的V2、V4即两组背光灯管的电流取样电

压，经VD917、VD919送到集成电路的14脚，参与内部的亮度PWM调制，校正PWM脉

冲的宽度，使背光灯管的亮度稳定、工作电流稳定。

15（ENA）脚是使能控制端，即启动控制端。当CPU送来的ON/OFF信号为大于2V的高

电平时，集成电路开始工作。

16脚（VLS）是1.5V阈值电压的门控输入端。只有当此脚电压超过1.5时，集成电路才工

作。VCC供电经R926、R925串联分压后接16脚，当VCC欠压时，16脚电压也下降；低

于1.44V时，集成电路即停止工作，进入欠压保护。

7.4.3 输出电压过压保护电路

在图7.11中，OZ9925的1脚5V基准电压VREF，经R931、R932分压后接11脚。R931=24kΩ，

R932=33 kΩ，故11脚的电压为

以升压变压器T903 的9-10绕组为例， C919、C920串联分压取样电压经过R927、R928

串联分压后加到OZ9925的10脚。如果背光灯管正常工作，T903的9-10绕组上的电压为

800V，则OZ9925的10脚电压为

当某些原因引起输出电压大幅上升时，OZ9925的10脚电压随即上升；超过11脚电压时，

OZ9925即停止激励输出，进入保护状态。

7.4.4 背光灯管断路保护

背光灯管断路保护由取样电路、检测电路、比较电路控制电路组成，图7.11所示；

取样电路：由VD908、VD909、VD914、VD916、R944、R943、R921、R933组成；

检测电路：由R945、R946、R947、R948、VD918A、VD918B、C928、C929组成；

比较控制电路；由R950、R951、N904、V905组成；

取样电路工作原理：升压变压器T903的次级升压线圈有两个一样的绕组；绕组（7）（8）

及绕组（9）（10）；这两个绕组输出电压相同；并且绕组负载的两组背光灯管（A组和B组）

数量、功率、尺寸、特性均相同。这样当背光灯管全部点亮时；两组背光灯管流过灯管的电

流是相同的；每组背光灯管供电的变压器绕组下端分别接两只极性相反的二极管；VD908、

VD909及VD916、VD914；四只二极管均经过四只阻值相同的33欧姆电阻R944、R943、

R933、R921接地，这四只电阻就是电流取样电阻。四只二极管和四只电阻的连接点就是背

光灯管电流的取样输出点；VD908、VD909及VD916、VD914的取样输出点分别设定为：

V3、V4、V1、V2。由于R944、R943、R933、R921这四只取样电阻阻值均相同；又由于

两组背光灯管数量相同、特性相同；两组背光灯管的电流是相等的；这样四个取样点的取样

电压幅度（绝对值）是相等的即；V3=V4=V1=V2。但是由于二极管VD908、VD909是极性

相反连接；所以V3、V4是反相的；V3为 负、V4为 正。同理；V1为 负、V2为 正。

这V3、V4、V1、V2输出电压即为背光灯管断路保护的取样电压；V1、V2是A组背光灯

管的取样输出；V3、V4是B组灯管的取样输出。

检测电路工作原理：检测电路是由两个矩阵电路组成，一个是R945、R946、C928、VD918A

组成一个矩阵比较电路（称为：矩阵A组），取样电压由R945、R946输入，C928两端的电

压就是比较的结果（图7.14 A点电压），比较的结果由VD918A输出，由于VD918A的连接

方向，只有比较结果是正电压才可以输出（如果比较结果是负电压；则不能输出）。另一个

矩阵电路由R947、R948、 C929、VD918B组成（称为：矩阵B组），取样电压由R947、

R948输入，C929两端的电压就是比较的结果（图7.14 B点电压），比较的结果由VD918B

输出，由于VD918B的连接方向，只有比较结果也是正电压才可以输出（如果比较结果是

负电压；则不能输出）。

取样电路送来的取样电压V1、V4、V2、V3分别连接于R945、R946、R947、R948。图7.11

中所示V1、V2为A组背光灯管产生的压降；V3、V4为B组背光灯管产生的压降；这V1、

V2、V3、V4电压分别错开的连接到比较矩阵电路的输入端；即A组背光灯管的取样电压

V1（负电压）和B组背光灯管的取样电压V4（正电压）连接输入一组（矩阵A组）矩阵

比较电路上。A组背光灯管的取样电压V2（正电压）和B组背光灯管的取样电压V3（负

电压）连接输入另一组（矩阵B组）矩阵比较电路上。

比较过程分析：

第一种情况；A组、B组背光灯管全部正常点亮，两组灯管电流相等；

（矩阵A组）V1=V4（绝对值），由于V4是正电压、V1是负电压，通过R945、R946在

C928上叠加正好抵消；C928上面电压是0V，VD918A没有输出。

（矩阵B组）V2=V3（绝对值），由于V2是正电压、V3是负电压，通过R947、R948在

C929上叠加正好抵消；C929上面电压是0V，VD918B没有输出。

第二种情况：A组有一只背光灯管断路，B组灯管电流大于A组灯管电流；V4 > V1、V3 >

V2。

（矩阵A组）V1

C928上叠加正电压大于负电压；C928上面电压为正电压，VD918A有正电压输出。

（矩阵B组）V2

C929上叠加正电压小于负电压；C929上面电压是负电压，VD918B没有输出（VD918B反

偏）。

第三种情况：B组有一只背光灯管断路，A组灯管电流大于B组灯管电流；V4 < V1、V3 <

V2。

（矩阵A组）V1>V4（绝对值），由于V4是正电压、V1是负电压，通过R945、R946在

C928上叠加正电压小于负电压；C928上面电压为负电压，VD918A没有输出（VD918A反

偏）。

（矩阵B组）V2>V3（绝对值），由于V2是正电压、V3是负电压，通过R947、R948在

C929上叠加正电压大于负电压；C929上面电压是正电压，VD918有正电压输出。

结论：通过上面的三种背光灯管工作状态的比较，只有背光灯管全部点亮正常工作矩阵比较

电路输出0V，当A组和B组背光灯管有任意一只断路（液晶屏有任意一只背光灯管断路），

矩阵比较电路都会有正电压输出（A组和B组同时断路一只背光灯管的现象几乎没有）。

比较控制电路工作原理：

比较控制电路由比较器N904和放大器V905组成。N904（LM358）是一只运算放大器；在

这里是作为电压比较器使用，N904的2脚为电压比较器的反相输入端，由R950和R951分

压电路提供基准电压0.78V（R950（68K）、R951（4.7K）、VCC是12V）， N904的3脚为

同相输入端输，矩阵电路VD918A和VD918B输出的检测电压就施加于N904的3脚同相输

入端。N904的输出端1脚接MOS管V905的栅极，V905在此处作为开关使用，其漏极接

OZ9925的11脚。

如前述当液晶屏有背光灯管全部正常点亮时；矩阵比较电路输出为0V，此时N904的同相

输入端电压3脚小于反相输入端电压（0.78V），N904的1脚为低电平。

当液晶屏有任意一只背光灯管断路时；矩阵比较电路就会输出大于0.78V的电压加到N904

的同相输入端，此时N904的同相输入端电压3脚大于反相输入端电压（0.78V），N904的1

脚为高电平，高电平加到V905的栅极，V905导通，OZ9925的11脚电压被拉低至0V小于

10脚电压，电路进入保护状态。

图

7.14

（注意：N904（LM358）是一只运算放大器，在这里是作为电压比较器使用，其3脚（+）

为电同相输入端，2脚（-）为反相输入端。电压比较器的输出特性：当同相输入端的电压

大于反相输入端时，输出端为高电平；当同相输入端的电压小于反相输入端时，输出端为低

电平。）

7.5 N+N沟道功率放大电路自举升压电路详细分析：

N+N MOS管的激励电路如图7.15和图7.16所示；

图中FAN7382是N+N沟道MOS管半桥功率放大激励集成电路，V907、V908是半桥功率

放大管，FAN7382内部有两个灌流电路，分别激励V907和V908两只功率管。两个灌流电

路， Q1、Q2激励V907，Q3、Q4激励V908，两个灌流电路的VCC供电为12V。

7.5.1 工作过程分析：

1、当负激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；正激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382

的7脚HO输出负激励信号控制V907截止，FAN7382的5脚LO输出正激励信号控制V908

导通，图7.15所示，放大器的输出端A点等效接地，为0电位。

这时可以看出；上灌流电路Q1、Q2的VCC供电端是FAN7382的6脚和8脚，6脚为0V

（等效接地）；8脚为12V。下灌流电路Q3、Q4的VCC供电端是FAN7382的4脚和1脚，

4脚为0V（接地）；1脚为12V。

上下灌流电路都获得正常的VCC供电，激励V907、V908整个电路工作正常。

图7.15

图7.16

2、当正激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；负激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382

的7脚HO输出正激励信号控制V907导通，FAN7382的5脚LO输出负激励信号控制V908

截止，图7.16所示，放大器的输出端A点等效接+380V，电位为+380V。此时FAN7382的

6脚电压已经由0V抬升至+380V。

这时可以看出；上灌流电路Q1、Q2的VCC供电端是FAN7382的6脚和8脚，6脚为+380V

（等效接高压380V供电）；8脚仍为12V，上灌流电路Q1、Q2的VCC供电已经出现不正

常的严重翻转现象；8脚仍为12V而6脚已经从0V上升为+380V，Q1、Q2的VCC供电由

+12V变为 -368V（380—12=368V），灌流电路根本无法工作。

此时的下灌流电路Q3、Q4的VCC供电端是FAN7382的4脚为0V（接地）；1脚为12V正

常工作状态。只要上灌流电路不能获得正常的VCC供电，不能正常工作整个V907、V908

功率放大电路都无法正常工作。

如果要使N+N沟道MOS管半桥功率放大电路正常工作，就必须解决上灌流电路的VCC不

管V907是导通；还是截止6脚和8脚的电位差始终是+12V。当V907截止时；6脚为0V；

8脚为12V，当V907导通时；6脚为+380V；8脚就必须为+392V（380V+12V=392V）。6

脚和8脚的电压必须随V907、V908的开关工作相应的浮动，也就是；当V907截止V908

导通时；集成电路FAN7382的8脚为12V，6脚为0V。当V907导通V908截止时；集成

电路FAN7382的8脚为392V，6脚为380V，8脚电压始终随6脚上浮一个+12V。

7.5.2 采用自举升压的方式解决了8脚电压浮动的问题：

7.17所示就是在图7.15的基础上增加了一个自举升压二极管VD915和自举升压电容器

C904，升压二极管VD915接在VCC和8脚之间，升压电容器C904接在8脚和6脚之间。

自举升压原理分析：

当负激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；正激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382

的7脚HO输出负激励信号控制V907截止，FAN7382的5脚LO输出正激励信号控制V908

导通，图7.17所示，放大器的输出端A点等效接地，为0电位，此时VCC电压12V经过

VD915对C904充电；充电电压为VCC的电压12V上正 下负（二极管VD915的压降忽略），

此时；电容两端就保存了一个12V的上正 下负的电压。

图7.17

图7.18

2、当正激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；负激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382

的7脚HO输出正激励信号控制V907导通，FAN7382的5脚LO输出负激励信号控制V908

截止，图7.18所示，放大器的输出端A点等效接+380V，电位为+380V。此时FAN7382的

6脚电压已经由0V抬升至+380V。此时；电容器C904的负端连接在6脚，所以电容器C904

的负端电位也被抬升至+380V，由于电容器C904在V907截止时间已经充电保存了一个上

正下负的+12V电压，而此时C904的负端又被抬升至380V，所以电容器C904正端的电压

就为 +392V（380V+12V=392V），电容器的上端（正端）又是连接在集成电路FAN7382的

8脚，集成电路FAN7382内部的上灌流电路的VCC供电端就上升为+392V，这样就保证了

功率放大电路的开关管不管是什么状态；上灌流电路的VCC都维持在+12V供电。

在集成电路FAN7382的8脚电压为+392V时；二极管VD915处于反偏状态不会影响8脚的

电压值。

此电路的电路结构和工作原理类似于；CRT电视机的场扫描输出电路的自举升压电路。

本文来自于《郝铭-高端电视维修培训专家》 本文网址：

/lcd/575/

IC内部提供稳压电路9∼250V输入电压，可输出7.75V电压输出提供IC内部电源使用，若

输入电压范围提升可经由外接一个200V，2WZenerDiode于输入电压与IC的Vinpin之间

（如图1-4），这可使得输入电压范围可提升至450VDC，亦可以使得IC内部稳压电路所产

生的功率损耗分散一部份在ZenerDiode上。

图4IncreasingtheInputVoltageRating

IC的VDDpin工作电压可提高（如果有必要的话）藉由一个二极管连接至外部电压，此二

极管是避免将外部电压若低于IC内部稳压电路的输出电压时，会造成IC的烧毁，最大的外

接静态稳定电压为12V（瞬态电压为13.5V），因此11V+/-5％的电压源是理想的外部提升电

压值。

IC内部提供1.25％、2％精密参考电压，这参考电压可用来设定电流参考位准，以及输入电

流限制位准，此参考电压也同时提供IC内部设定过电压保护。

振荡电路时间模式

振荡电路可经由外部电阻设定振荡频率。若此电阻跨接于RT及GNDpins之间，则IC操作

于定频模式，另外，若电阻跨接于RT与GATEpins间，则IC操作于固定关闭时间模式（此

模式不需要斜率补偿控制使电路稳定）。定频时间或关闭时间可设定于2.8ms到40ms之间，

可运用IC规格书内的计算式设定。

于定频操作模式下，将所有SYNC在一起，多个IC可操作在单一频率。少数个案必须外加

一个大电阻2300于SYNC到GND之间，用来抑制杂散电容所造成的振铃，当所有SYNC

连接在一起时，建议使用相同电阻值跨接于每一个IC的RT与GND之间的电阻。

闭回路控制的形成是连接输出电流信号至FDBKpin，同时将电流参考位准连接至IREFpin，

补偿网络连接至Comppin（传导运算放大器的输出端），如图5所示。放大器的输出受PWM

调光信号所控制，当PWM调光信号为High时放大器的输端连接至补偿网络，当PWM调

光信号为Low时，放大器的输出端与补偿网络被切断，因此补偿网络内的电容电压维持住，

一直到PWM调光信号再度回复High准位时，补偿网络才又连接图放大器的输出端，这样

可确保电路动作正常以及获得非常良好的PWM调光反应，而不需要设计一个快速的控制电

路。

图5FeedbackCompensation

FAULT信号保护驱动电路

FAULT信号pin可用于驱动外部断接FET（图6）IC启动时，FAULT信号维持Low电位，

IC启动过后，此pin被pulledhigh，这使得内电路的LED与升压电路连接，电路完成启动

点亮LED，假如输出端有过电压或短路情形发生，内部电路会将FAULT信号拉Low并使

LED与升压电路断接。

FAULT信号也控于PWM调光控制信号，PWM调光信号为Low时，FAULT信号亦为Low，

但当PWM调光信号为High时，FAULT信号却不见得为High。

前言：由于LCD面板本身无法产生光源，所以，必须利用背光的方式将光投射到面板上，让面板产生亮度，

并且亮度必须分布均匀，而获得画面的显示。以目前来看，大多数的LCD背光是利用CCFL及led来作为背

光源，尤其在中、大尺寸的部分，大多是使用CCFL背光源。

随着消费者对于色彩的要求，根据实验，LED可以达到超过100％的NTSC色谱，由于LED可以提高面板色

彩的表现能力，并且加上没有太大的环保问题。目前许多业者都已逐渐将部分的产品导入利用LED作为背

光源。

本文将以Supertex的以HV9911为例，来提供读者升压式高亮度LED背光驱动电路设计的相关讯息。

升压电路设计特色

升压电路是用来驱动LED的串联电压高于输入电压（图1），并且有以下的特色：

1.此电路可被设计在效率高于90％下操作。

2. M=SFET的（Source）与LED串共地，这简化了LED电流的侦测（不像降压电路必须选择上侧FET驱动

电路或上测电流侦测。但是升压电路也有些缺点，特别是用于LED驱动，由于LED串的低动态阻抗）。

3. 输入电流是连续的，使得输入电流的滤波变得简单许多（并更容易符合传导式EMI标准的要求）。

4. 关闭用的FET毁损不会导致LED也被烧毁。

5. 升压电路的输出电流为脉冲式波形，因此，必须加大输出电容以降低LED串的涟波电流。

6. 但是过大的输出电容，使得PWM调光控制变得更具挑战，当控制升压电路开与关，以达到PWM调光控制，

就表示输出电流会被每一个PWM调光控制周期充放电，这使得LED串电流的上升与下降时间会拉大。

7. 峰电流控制方式的升压电路，用以控制LED电流是无法达成的，需要闭回路方式使电路稳定，这又使得

PWM调光控制更为复杂，控制电路必须增加频宽来达到所需要的反应时间。

8. 当输出端短路，控制电路无法避免输出电流的增加，即使关掉 Q1 FET仍对输出短路毫无影响，并且输

入端电压的瞬变造成输入端电压的增加量大于LED串联电压时过大的涌浪电流可能会造成LED的毁损。

升压电路操作模式

升压电路可操作于二种模式，连续导通模式（Continuous Conduction Mode；CCM）或不连续导通模式

（Discontinuous Conduction Mode；DCM），这二种模式是由电感电流的波形决定的。图2a为CCM升压电

路的电感电流波形，图2b DCM升压电路的电感电流波形。

CCM升压电路是用在最大升压比例（输出电压与输入电压比值）小于或等于6，并在输入电流大于1安培的

情形下，假如需要更大的升压比例，则需采用DCM模式。但是DCM模式会产生较大的峰值电流，因此导致

电感的毁损增加，同时也造成均方根电流的增加。所以，DCM升压电路的效率要比CCM升压电路来得低，

这也使得DCM的输出功率受限制。

以Supertex HV9911为例设计升压LED驱动电路

HV9911为Close Loop，Peak Current Control，Switching Mode LED驱动电源控制IC，它内建了许多功

能来客服升压电路的缺点。HV9911包含了9-250VDC输入电压稳压器，不需额外电源，仅由单一输入电压提

供IC动作的工作电源。它内建了2％精密的参考电压（全温度范围）能精确地控制LED串联电流。并且包

含了断路用的FET驱动电路。当输出短路或过电压时，便会自动断开LED串之对地路径。此功能缩短了控

制电路的反应时间（请参考PWM调光电路说明）。（图3）

HV9911控制电路的功能

IC内部提供稳压电路9∼250V输入电压，可输出7.75V电压输出提供IC内部电源使用，若输入电压范围提

升可经由外接一个200V，2WZener Diode于输入电压与IC的Vin pin之间（如图1-4），这可使得输入电压

范围可提升至450VDC，亦可以使得IC内部稳压电路所产生的功率损耗分散一部份在Zener Diode上。

IC的VDD pin工作电压可提高（如果有必要的话）藉由一个二极管连接至外部电压，此二极管是避免将外

部电压若低于IC内部稳压电路的输出电压时，会造成IC的烧毁，最大的外接静态稳定电压为12V（瞬态电

压为13.5V），因此11V+/-5％的电压源是理想的外部提升电压值。

IC内部提供1.25％、2％精密参考电压，这参考电压可用来设定电流参考位准，以及输入电流限制位准，

此参考电压也同时提供IC内部设定过电压保护。

振荡电路时间模式

振荡电路可经由外部电阻设定振荡频率。若此电阻跨接于RT及GND pins之间，则IC操作于定频模式，另

外，若电阻跨接于RT与GATE pins间，则IC操作于固定关闭时间模式（此模式不需要斜率补偿控制使电

路稳定）。定频时间或关闭时间可设定于2.8ms到40ms之间，可运用IC规格书内的计算式设定。

于定频操作模式下，将所有SYNC在一起，多个IC可操作在单一频率。少数个案必须外加一个大电阻2300

于SYNC到GND之间，用来抑制杂散电容所造成的振铃，当所有SYNC连接在一起时，建议使用相同电阻值

跨接于每一个IC的RT与GND之间的电阻。

闭回路控制的形成是连接输出电流信号至FDBK pin，同时将电流参考位准连接至IREF pin，补偿网络连接

至Comp pin（传导运算放大器的输出端），如图5所示。放大器的输出受PWM调光信号所控制，当PWM调光

信号为High时放大器的输端连接至补偿网络，当PWM调光信号为Low时，放大器的输出端与补偿网络被切

断，因此补偿网络内的电容电压维持住，一直到PWM调光信号再度回复High准位时，补偿网络才又连接图

放大器的输出端，这样可确保电路动作正常以及获得非常良好的PWM调光反应，而不需要设计一个快速的

控制电路。

FAULT信号保护驱动电路

FAULT信号pin可用于驱动外部断接FET（图6）IC启动时，FAULT信号维持Low电位，IC启动过后，此pin

被pulled high，这使得内电路的LED与升压电路连接，电路完成启动点亮LED，假如输出端有过电压或短

路情形发生，内部电路会将FAULT信号拉Low并使LED与升压电路断接。

FAULT信号也控于PWM调光控制信号，PWM调光信号为Low时，FAULT信号亦为Low，但当PWM调光信号为

High时，FAULT信号却不见得为High。

断接LED时，可确保输出电容不会随着PWM调光信号的周期而充放电。

PWM调光信号到FAULT信号与保护电路的输出以AND连接着，以确保保护电路动作时能够覆盖过PWM及调

光控制的输入。

输出短路保护的动作原理是当输出侦测电流（于FDBK pin），大于2倍参考电流设定位准（于IREF pin），

保护动作会发生。过电压保护的动作原理，是当OVP pin的电压大于1.25V时，保护动作也会发生。二个

信号被送至一个OR闸再送到保护栓锁电路。当有任一保护动作发生时，栓锁电路会将GATE及FAULT pins

同时关掉。一旦有保护动作发生时，必须将电源关掉重开，才能使栓锁电路恢复重置。

而在IC的启动需要注意以下两点：

● 当VDD与PWMD pins连接在一起，透过电路上的输入电压的连接或断接来启动时， IREF pin所连接的

电容必须使用0.1uF，而V00 pin上所连接的电容值需小于1uF以确保适当的启动。

● 假使电路使用外部信号启动或关闭，而输入电压一直保持常开启时，则IREF及VDD所使用的电容值可

增加。

线性调光能力

调整IREF pin的电压位准可达到达成输出电流的线性调整，方法为以可变电阻或分压电阻网络或外部提供

参考电压连接至IREF pin。但是，要注意一旦IREF的电压低到非常小时，IC的短路电流保护比较器的误

差电压（OFFSET）可能会造成短路保护发生误动作，这时候必须将IC电源关掉重开，重新启动电路，为了

避免此误动作，IREF的最低电压为20∼30mV。

PWM调光（脉宽调变调光）能力

HV9910内部的PWM调光功能却能够达到非常快速的PWM调光反应，克服了传统升压电路不能非常快速的PWM

调光的缺点。

PWMD控制IC内部三个点：

● GATE信号到开关FET

● FAULT信号到断接FET

● 运算放大器到补偿网络的输出端

当PWMD信号为High时，GATE信号与FAULT可以动作，同时运算放大器的输出端连接到补偿网络，这使得

升压电路可以正常动作。

当PWMD信号为Low时，GATE信号与FAULT被停止动作，能量无法从输入端转移到输出端，但是，为避免

输出电容放电到LED而造成LED电流下降时间被拉长。

这个放电电容同时也会使得电路重新连接动作时，LED电流的上升时间会被拉长。因此，避免输出电容的

放电是相当重要的。IC输出FAULT信号断接FET，使得LED的电流几乎立刻的下降到零电流，因此输出电

容并没有被放电，所以当PWMD信号回复High位准时输出电容不需要额外的充电电流，这使得上升时间非

常快速。

当PWMD信号为Low时，输出电流降至零，这使得回授放大器看到了相当大的误差信号于放大器输入端，会

造成补偿回路的电容器上的电压会上升至最高电位。因此当PWMD信号回到High时，过高的补偿回路电压

会控制电感峰值电流，而造成相当大的输出涌浪电流发生在LED上。

这样大的LED电流又随着控制回路速度而回授，这会使得稳定时间被延长，当PWMD信号为Low时，断开运

算放大器与补偿回路是有助于维持补偿回路的电压不被改变。因此当PWMD信号回复High时，电路立刻回

复稳态而不会产生过大的LED电流。

闭回路控制电路的设计

补偿回路可用来使得升压电路稳定的操作，可选用Type－Ⅰ补偿（一个简单积分电路）或者TypeⅡ补偿（一

个积分电路及额外的极点－零点）。补偿的类型需要视功率级的交越频率的相位而定。

闭回路系统（图7）的回路增益如下：

（公式1）

Gm为运算放大器的增益（435mA/V）

Zs（s）为补偿网络的阻抗

Gp（s）为功率级的转移函式

请注意，虽然电阻分压比值为1：14，但是整体效应包含二极管的压降会是1：15。

芯片补偿网络控制

假设Fc为回路增益的交越频率，而功率级的转移函式在此频率的振幅与相位角度为Aps与Φps、相位边限

Φm所需增加的相位角度为Φboost。

（公式2）Φboost = Φm-Φpx-90º

基于所需增加的相位角度，来决定需要何种类型的补偿网络。

（公式3）

Φboost≦0º→TypeⅠ控制

0º≦Φboost≦90º→TypeⅡ控制

90º≦Φboost≦180º→TypeⅢ控制

HV9911为基础的LDE升压驱动电路通常并不需要TypeⅢ控制，所以此篇不讨论Ⅲ控制。HV9911 TypeⅠ及

TypeⅡ控制的使用，请参考表1。

TypeⅠ控制的设计相当简单，只要调整Cc即可，因为交越频率的回路增益之振幅为1

（公式4）Rs•Gm•（ 2πfc Cc ）•1/15•1/Rcs•Aps=1

由上述等式，若其它参数值已知Cc的电容值可计算出。

TypeⅡ控制的等式需被设计如下：

（公式5）K = tan （45？+ Φboost/2）

（公式6）ωz = 1/RzCz = 2πfc/K

（公式7）ωp = Cz+cZ = （2πfc）•K

可得到交越率的回路增益之振幅为1的等式如下：

（公式8）

同时解等式（1-6）（1-8）可计算出Rz，Cz及Cc的值。

利用芯片实际设计出驱动电路

步骤一 选择开关频率（fs）

对于低压应用（输出电压＜100V＝，中等功率输出（＜30w＝，开关频率设为200kHz（时间周期为5ms），对

于开关损失以及外部零件的大小来说是个不错的折衷方案。若是更高的电压应用或更高的输出功率，则考

虑外部的开关FET的功率损失，就必须降低开关频率。

步骤二 计算最大开关周期（Dmax）

最大的开关周期可以使用以下方程式计算：

（公式9）

注意：如果Dmax＞0.85，升压比例太大，则升压电路无法操作在连续导通模式而会操作在不连续导通模式，

以达到所需的升压比例。

步骤三 计算最大电感电流（Iinmax）

最大电感电流为（公式10）

步骤四 计算输入电感量（L1）

输入电感可以最低的输入电压操作下的电感电流25％计算，如下式

（公式11）

选择标准电感量220uH，为达到于最低输入电压的操作时之的效率为90％，则电感的损失约为总输出功率的

2∼3％，使用3％计算电感损失。

（公式12）Pind = 0.03•Voman•Iove =0.84w

假设80％－20％各别为电感的铜损及铁损，则电感的等效直流电阻，必须小于

（公式13）

电感的饱和电流至少需大于最大电感电流20％。

（公式14）

因此电感为220uH，DCR值约0.3Ω，电感饱和电流需大于2A。但是必须注意，选择电感的有效电流等于Iinmax

（虽然可能无法符合效率的要求）但仍可获得可接受的结果。

步骤五 选择开关FET（Q1）

跨接于FET的最大电压等于输出电压，使用20％余量来计算最大突波电压，FET的耐压选择为：

（公式15）VFET =1.2Vomax =96V

流经过FET的有效电流为：

（公式16）IFET ∼ Iimax•√Dmax =1.3A

为求得最佳化设计，FET的电流规格必须至少大于3倍的FET有效电流值，以使用最低闸充电电荷（Qg）操

作。使用HV9911时建议FET的Qg需小于25nC 目前使用于此案例的FET规格为100V， 4.5A，11nC。

步骤六 选择开关二极管（D1）

二极管的耐压规格与开关FET（Q1）相同， 二极管流过的平均电流等于最大输出电流（350mA）。虽然二极

管的平均电流仅350mA，但在短暂的时间内二极管载送着最大输入电流IIN max。二极管两端所跨之电压需

相对应于瞬间流过的电流而非平均电流，假设有1％功率损失于二极管上，则二极管两端的压降则必须小于：

（公式17）

最好选择萧特基二极管，当输出电压小于100V时，它不需要考虑逆向回复的损失，因此在此案例中选择100V，

1A萧特基二极管，它的顺向通过电压在IINmax时为0.8V。

步骤七 选择输出电容（Co）

输出电容的电容值需视LED的动态电阻，LED串的涟波电流及LED电流而定，使用HV9911的设计中，较大

的输出电容（较低的涟波输出电流）将可获得较佳的PWM调光结果，升压电路的输出以模型简化如图9a 将

LED以定电压负载串联一个动态阻抗，输出阻抗（RLED与Co的并联组合）被以二极管电流Idiode驱动着，

稳态的电容电流波形如图9b所示。

使用在设计参数表中给的10％峰对峰涟波电流，计算输出的涟波电压为：

（公式18）△Vpp= △Io • RLED =0.77V

（公式19）

将值代入上上式，得到：

（公式20）

流过电容的有效涟波电流值为：

（公式21）

此例中，我们选择二个1μF 100V金属聚丙烯塑料电容，在这里需要适当的选用金属薄膜电容或者陶磁电

容，因为它们具备耐高涟波电流及低等效串联电阻（ESR）特性。虽然陶磁电容具备耐高涟波电流及体积小

的特性，但当使用PWM调光功能时它容易产生音频噪声。因此金属聚丙烯电容（或其它类型金属电容）是

适合用来当做具PWM调光功能的LED驱动电路的输出电容。

步骤八 选择断路FET（Q2）

断路FET必需具备与Q1相同的耐压规格，在室温下的导过阻抗（RON，25C）选择在满载输出时，Q2的功率

损耗为1％ 。

（公式22）

等式内的系数1.4为FET的导过阻抗随接面温度上升而上升的参数，有必要的话可选择高Qg的FET，但高

Qg的FET导通与关闭时间会变慢（这时需视PWM调光频率而决定）此例中，选择100V 1.5Ω， SOT89包装

Qg=5nc的FET。

步骤九 选择输入电容（CIN）

输入电容在闭迥路控制中是相当重要的组件，它是维持稳定的重要项目，不幸的是输入电容的设计相当繁

复，设计此电容必须先要找出从输入电源到升压电路的输入端之间的最大感值，LSOURCE MAX （图9a中两

个电感值的总和）电源电阻的最大及最小值RSOURCe（图9b中两个电阻值的总和），这将会决定升压电路的

特性，电源的电感值及电阻值代表着连接输入电源与升压电路之间导线的阻抗，为了设计输入电容必须合

理的做算出这两个参数值，而这两个参数值也和升压电路的稳定性有关。（图10）

假设LSOURCE MAX=1μh（这是此22AWG线长1呎连接输入电源及升压电路之间长度所估出的电感量）下一步

是选择一个LC共振频率fLC，先设定fLC=0.4fs=80kHz，则输入电路最小值计算式为：

（公式23）

在LC共振频率点，升压电路的滤波器阻抗反应出来的为Req=（1-Dmax）2．RLED。

（公式24）

此例中， ZDC=110Ω为使升压电路稳定，LC组合的阻抗必须小于ZDC，这会提升最小电源电阻值为：

（公式25）

最大电源电阻为：

（公式26）RSOURCE MAX = （1-Dmax）2．RLED=1.25

由上列2等式可看出最大电源电阻值是与输入滤波器参数无关，故无法控制它.

但最小电源电阻值却是与输入滤波器的参数有关。最小电源电阻值被计算出为2μΩ，这是非常小的值非常

容易达到，但是在某些例子中，导线的最小电源电阻值却大于所想要的值. 在这样子的例子中，在导线中

加入小电阻（以提供必须的阻尼）或LC的共振频率必须降低到计算出最小电源电阻低于所想要的值。有一

点是必须注意的，将输入的2条导线绞在一起可以大幅降低电源电感值。

控制回路设计

步骤10 选择振荡电阻（RT）

振荡电阻的计算式为：

（公式27）

在比例子中，200KHZ固定频率可算出RT=453KΩ，RT跨接于RT与GND之间。

步骤十一 选择2个电流感应电阻（RCS与RS）

输出电流感应电阻的功率消耗必须小于0.15W，这样才能够选用1/4W的电阻。

（公式28）

在此例中，电阻选择为1.24Ω、1％、1/4W。FET电流感应电阻的感应电压于最大输入电流流过时，必须小

于250mV，故：

（公式29）

电阻的功率消耗为RRCS==0.25W，因此电阻选择为0.15Ω、1/2W、1％。

步骤十二 选择参考电流设定分压电阻（Rr1，Rr2）

参考电流IREF的电压设定，可经由2电阻Rr1，Rr2分压自IC内部的参考电压或外部提供的电压。

由（公式30）及（公式31）可得到Rr1=8.66kΩ、1/8W、1％ ，Rr2=16.2kΩ、1/8W、1％。

步骤十三 设定斜率补偿电阻（Rslope，Rsc）

因为升压电路被设计为定频操作，必须使用斜率补偿以确保电路稳定.加入电流感应信号的斜率必须为电感

电流最大下降斜率的一半，以确峰电流控制方式在任何情形之下均能够稳定操作。这可以用2个电阻Rslope，

Rsc来达到斜率补偿功能。

在此例中，电感电流的最大下降斜率为：

则Rsc=1.0kΩ、1/8W、1％ . Rslope=49.9k、1/8W、1％.

在这里必须注意，SC pin的最大输出电流为100uA，所以Rslope的最小值建议为25kΩ∼50kΩ。

步骤十四 选择电感电流限制电阻（RL1，RL2）

电感的电流被2个因素限制，最大电感电流及加在电感的斜率补偿信号。从REF经2个分压电阻设定CLIM准

位。

（公式35）

此方程式假设电流限制为最大电感电流IINmax的120％并且最大工作周期为90％，此例为：

（公式36）

使用REF的最大电流50uA，可得到RL1=17.4K、1/8W、1％， RL2=7.87K、1/8W、1％。有一点值得注意的是

不是非常建议CLIM pin接上电容器。

步骤十五 选择旁路电容（CREF．Cpo）

建议一定要在REF及VDD pin加上旁路电容，VDD pin一般建议加1uF陶瓷电容，若使用的FET Qg>15nC，则

必须将电容加大至2.2uF，REF pin一般建议加0.1=uf陶磁电容。

步骤十六 选择过电压保护点的设定（Rovp1．Rovp2）

过电压保护点通常设定比稳态最大输出电压高15％。

（公式37）Vopem．1.15．Vomax=92V

因此设定电阻可由下列二式得知：

所以电阻选择ROVP1=82.5kΩ ， ROVP2=1.13k，到这里要注意由于REF的误差与实际的过电压设定点有±3％

误差。

步骤十七 设计补偿网络

以连续电流模式的升压电路并以峰电流控制方式，对于频率小于十分之一的开关频率，功率级的转移涵数为

下：

（公式40）

对于此例中， 选择交越频率fc = 2KHz， 这么低的交越频率会产生较大的 Cc 及 Cz.， 间接地提供软启动

（soft start）的电路。因为HV9911不依靠控制电路的速度来做PWM调光控制的反应 而且低交越频率并不

会影响PWM调光控制的反应，所以低交越频率也不会影响PWM调光控制的上升及下降时间。在此频率功率级

的转移函数的振幅及相位角度可将s = i × （ 2 ---pai--- × fc）代入（公式40）中得到。

（公式41） |Gps（s）|f c=2kHz = Aps = 0.283

|Gps（s）|fc=2kHz= Φps = -80°

为得到相位边限约Φm=45° 通常建议相位边限范围为45°–60°， 相位角度必须提升。

（公式42）Φboost = Φm-Φps-90=35°

从（公式3）式中可得知， 需使用Type II补偿使系统稳定，使用（公式5）及（公式8）式可计算出补偿网

络的值。

另外在交越频率下的增益为1（unit gain）等式。

从（公式46）Cz + Cc = 10nF、（公式47）Cz / Cc = 10nF，将（公式44）（公式47）代入（公式45），可

得到：

（公式48） Cc = （Cz + Cc） * Wz）/Wp = 2.84nF

从（公式48）、（公式46）可以得到：

（公式49）Cz = 7.43 nF

从（公式44）、（公式49）可以得到：

（公式50）Rz = 1/（WzCz） = 20.37KΩ

选择 Cc = 2.2nF、 50V、COG 电容

Cz = 6.8nF、50V、COG 电容

Rz = 20.0k、 1/8W、 1％ 电阻

大屏幕液晶显示屏背光灯及高压驱动电路原理及电路分析（一）

郝 铭

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（目前液晶电视的销量和社会保有量非常大，液晶电视的维修资料奇缺，而液晶电视的背光

灯高压驱动电路又是液晶电视中极易发生故障的部位，它类似于CRT电视的行扫描电路，

是高压大电流电路，其故障率不低于CRT电视的行扫描电路。目前对于该部分的原理电路

分析维修的资料很少，该文对于背光灯管及驱动电路的特性、构造、组成、要求、电路原理

分析比较详尽，以帮助维修人员更加深刻的理解液晶电视背光灯驱动电路，为下一步维修打

好基础）

液晶电视的显示屏是属于被动发光型的显示器件，液晶屏自身不发光，它需要借助背光灯来

实现屏的发光，即背光灯管发出光线通过液晶屏透射出来，利用液晶的分子在电场作用下控

制通过的光线（对光进行调制）以形成图像，所以一块液晶屏工作成像必须配上背光源才能

成为一个完整的显示屏，要显示色彩丰富的优质图像，要求背光灯的光谱范围要宽，接近日

光色以便最大限度的展现自然界的各种色彩。目前的液晶屏背光灯，一般采用的是光谱范围

较好的冷阴极荧光灯（cold cathode fluorescent lamp；CCFL）作为背光光源。

大屏幕的液晶电视要保证有足够的亮度、对比度和整个屏幕亮度的均匀性，均采用多灯管系

统，32寸屏一般采用16只灯管，47寸屏一般采用24只灯管。耗电量每只灯管约为为8W计算，

一台32寸屏的液晶电视背光灯耗电量达到130W,一台47寸的液晶电视背光灯的耗电量达到

近200W（加上其它电路耗电，一台32寸屏的液晶电视耗电量在200W左右）

冷阴极荧光灯的构造和工作原理

冷阴极荧光灯CCFL是气体放电发光器件，其构造类似常用的日光灯，不同的是采用镍?p

钽和锆等金属做成的无需加热即可发射电子的电极——冷阴极来代替钨丝等热阴极，灯管内

充有低气压汞气，在强电场的作用下，冷阴极发射电子使灯管内汞原子激发和电离，产生灯

管电流并辐射出253.7nm紫外线，紫外线再激发管壁上的荧光粉涂层而发光，图1。

冷阴极荧光灯的特性

冷阴极荧光灯是一个高非线性负载，它的触发（启动）电压一般是三倍于工作（维持）电压，

（电压值的大小和灯管的长度和直径有关）冷阴极荧光灯在开始启动时，当电压还没有达到

触发值（1200～1600V）时，灯管呈正电阻（数兆欧），一旦达到触发值，灯管内部产生电

离放电产生电流，此时电流增加，灯管两端电压下降呈负阻特性图2，所以冷阴极荧光灯触

发点亮后，在电路上必须有限流装置，把灯管工作电流限制在一个额定值上，否则会因为电

流过大烧毁灯管，电流过小点亮又难以维持。

图1

图2

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图2是冷阴极荧光灯的电压电流特性，垂直轴表示流过灯管电流，水平轴表示灯管两端电压。

在灯管开始点亮之前，水平轴上灯管两端的电压上升，当还未达到灯管触发电压时（1200V～

1600V以下），灯管电流基本没有，当达到触发电压时（1200V～1600V）灯管内部汞原子电

离，产生电流，灯管点亮由于电流上升，灯管两端电压急剧下降，并维持在400V～600V左

右，此时由于外电路的限流作用，灯管两端的电压基本上维持在触发电压的大约三分之一处，

灯管两端电压的小幅度变化会引起灯管电流较大幅度的变化（电流大幅度的变化，直接影响

灯管的使用寿命）。点亮灯管后维持灯管两端电压的稳定性是重要的。

冷阴极荧光灯在良好的供电环境下，寿命可以达到25000～50000小时（近似于CRT寿命），

即灯管供电的频率、波形、触发电压、维持电压、灯管电流要符合该灯管的特性。对于有亮

度控制的灯管，波形要求更加严格，否则灯管寿命大大缩短（有些屏的背光灯管和液晶屏是

做成一个整体是不可换的，灯管损坏，屏体整体也成废品）。

冷阴极荧光灯要求高效率、长寿命，那么对其灯管的供电、激励部分是要符合灯管的特性，

供电源必须是交流正弦波，频率为40K～60K左右，触发电压在1200～1600V，维持电压约

是触发电压的三分之一点（由灯管的长度和直径决定），由于每一只灯管的电压/电流特性并

不是完全一样，灯管不能直接并联使用（串联应用虽然可以点亮，由于特性的差异造成相串

联的灯管的亮度不同，会造成整屏亮度不均匀），所以在多灯管液晶屏中，每一只灯管均配

单独一只高压变压器，图3是三星32寸屏的背光灯高压驱动板，该屏有16只灯管，其驱动板

上就有16个高压输出变压器，图4是高压变压器。图5是三星32寸液晶平背光灯高压驱动电路

的信号流程及简单框图。

目前背光灯高压驱动板和液晶屏是配套出厂的，不同型号、尺寸的液晶屏其高压驱动板是不

可互换的。

图3

图4

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关于冷阴极荧光灯的亮度控制；液晶电视也应该和CRT电视一样能进行亮度控制，但是冷

阴极荧光灯因为其特有的非线性特性，用普通的依靠改变电压控制电流的亮度控制方法，有

一定的困难，虽然发光亮度的增大可以通过增大灯管的电流来实现，但增大电流改变亮度的

作用是有限的，且过大的电流会使灯管的电极受到损害，进而导致灯管的寿命缩短，同样减

小电流控制亮度减小的作用也极其有限，并且电流减小会使放电难以维持导致熄灭，灯管弱

电流放电对灯管的寿命也是不利的。

所以目前冷阴极荧光灯的亮度控制均采用脉冲调光，具体方法是；用30～200Hz的低频PWM

脉冲波（PWM脉冲波的宽度受控于CPU）对施加于冷阴极荧光灯管上的连续振荡高压进行

调制，使连续振荡波变成断续振荡波，从而达到控制亮度的目的，其控制原理是；断续的在

极短间内停止对冷阴极荧光灯供电，由于停止时间极短，不足以使灯管的电离状态消失，但

是其辐射的紫外线强度下降，管壁上的荧光粉的激发量减小，亮度也下降，只要控制PWM

的脉冲的占空比，就可以改变灯管在一个导通/关闭周期的时间比，从而达到控制灯管平均

亮度的目的见图5中，调制器输出的脉冲串信号，目前的技术可以达到400：1或更高的调光

控制。

但是，由于此种控制方式是反复的启动、截止灯管，即在每一个启动、关闭周期都会造成灯

管高启动电压及电流的突变的冲击，这对于气体放电灯的电极而言是极为不利的，会大大的

缩短灯管的寿命，为了解决这一问题，目前均采用一种―柔性‖启动技术，即对调光脉冲的包

络的前沿和后沿，采用连续线性增幅和降幅的处理（前沿是一个逐步增大的过程，在后沿是

一个逐步减小的过程）图6，这样经过线性变幅处理后的高压脉冲波，再作用于灯管上，就

不会对灯管造成损伤，也不会影响灯管的寿命。为了防止断续时间过长灯管熄灭，PWM脉

冲信号的频率控制在50～200Hz范围内。脉冲调光方法控制亮度的范围比较大，只要波形符

合要求，对灯管的寿命没有影响。目前具有亮度控制笔记本电脑的液晶屏的亮度控制，均采

用此方法。但是具有脉冲调光的背光灯驱动电路比较复杂，技术要求高。

对于多灯管屏的亮度控制，如果同时间断灯管的瞬间供电，PWM的间断频率会和液晶屏的

刷新频率差拍，液晶屏会出现滚道干扰、闪烁、亮度不均匀等现象，为了防止这种现象产生，

加于每个灯管的断续脉冲波相位上有所差异，即对灯管来说，短暂停止供电在多根灯管中，

不是同时断电、供电，必须是交替轮流断电、供电。多灯管系统一般把灯管分为4组，供电

系统的PWM脉冲有4个通道，输出4路经过PWM调制的高频脉冲波，每个通道向一组灯管

供电，通道之间输出的PWM调制脉冲，依次移相900，这样4组灯管则达到轮流断电、供电，

使亮度更均匀，干扰最小，三星32寸液晶屏有16根灯管，分为4组，每组4根灯管（24根灯管

液晶屏的就每组6根灯管）。

图5

图6

图7

功率放大器和输出电路；功率放大器的作用是把调制器调制的高频断续脉冲波，经过放大到

足够激励点亮冷阴极荧光灯管点亮的功率。输出电路是利用变压器对功率放大后的激励信号

进一步的升压以达到激励并点亮灯管电压，输出电路还有一重要的作用，即是把功率放大输

出的方波转化为冷阴极荧光灯管工作必须的正弦波。

功率放大器在目前各厂家生产的背光灯高压驱动电路中均采用MOSFET组成的功率输出电

路，电路形式有所不同，总的不外以下四种形式；

1、 全桥架构；

全桥架构功率放大电路 图8，放大元件由4只MOSFET（两只N沟道及两只P沟道）组成,

应用的供电电压范围宽（6V～24V）最适合在低电源电压的场合应用。适合低电源电压的设

备如笔记本电脑等低压供电的设备。

2、 半桥架构；

半桥架构功率放大电路如图9；和全桥架构相比，节省了两只功率放大管（一只N沟道和一

只P沟道的MOSFET）。在相同的输出功率和负载阻抗情况下，供电电压比全桥架构要提高

一倍（电流为全桥架构的一半）,用在供电电压较高的设备上（大于12V）。

以上两种架构的功率输出电路的每一个桥臂的放大元件是N沟道和P沟道MOSFET组成的

串连推挽功率输出电路。

3、 推挽架构；

这种架构的功率放大电路如图10，只用两只廉价的低导通电阻的N沟道MOSFET，使电路

的效率更高（P沟道的MOSFET价格高、由于导通电阻大，电路的效率较低），对于MOSFET

的筛选要求也低，电路所用元件也少，有利于最大限度降低成本。该推挽架构对电源的稳定

要求较高（如稳定的12V供电），对于如笔记本电脑的电池电压在使用中逐渐下降的设备，

不易采用此推挽架构的电路。

4、 Royer架构（自激振荡）；

自激振荡器方式 图11，不需要激励控制电路，主要两只功率管和变压器加反馈电路组成的

最简单应用方式，是在不需要严格控制灯频和亮度的设计中。由于Royer架构是自激式设计，

受元件参数偏差的影响，很难严格控制振荡频率和输出电压的稳定，而这两者都会直接影响

灯的亮度、使用寿命。并且无法对液晶屏进行亮度控制，一般应用在廉价的节能灯上，正因

为此，Royer架构一般不被用于液晶显示屏上。尽管它是本文所述四种架构中最简单、廉价

的。

图8 全桥架构 图9 半桥架构

图10 推挽架构 图

11 Royer架构

输出电路及正弦波的形成；

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背光板驱动电路中前级（振荡器和调制器）和功率输出部分，基本上是工作在开关状态（开

关状态工作效率高、输出功率大），输出基本也是开关信号，前面已经提到冷阴极荧光灯的

最佳供电电压波形是正弦波，为了保证背光灯管工作在最佳状态（对于发光亮度及寿命是非

常重要的），还必须把功率输出级输出的信号变换为正弦波。

正弦波的转换；

整个背光灯驱动电路我们可以把它看成是一个它激振荡器。

作为一个振荡器输出什么波型，完全取决于振荡器的输出电路特性，输出电路是非谐振电路，

输出是脉冲波（输出特性是纯容性输出锯齿波，输出特性是纯阻性输出方波，输出特性是纯

感性输出微分波为主），输出电路如果是谐振电路输出必然是正弦波。我们只要把背光灯高

压驱动输出电路，做成一个谐振电路就可以输出正弦波，如果谐振电路的谐振频率就是振荡

器的振荡频率，那么该背光灯驱动电路，就能做到最大限度的高效的把能量传输给灯管。

输出电路的处理方式是；在高压变压器的输出端（输入端也可以）和灯管连接处串连一只电

容器C 图12，电容器C和输出高压变压器输出端L及负载R（灯管）组成了一个低Q值的

串连谐振电路。等效电路 图13。在图中 对于功率输出信号的频率作用于电感L和电容C,

来说，在此频率下，当电感L的感抗XL等于电容C的容抗XC时，电路产生谐振，在此谐

振电路中即产生谐振，由于组成是串连谐振电路，所以谐振时；电流达到最大值，此最大电

流即是流过冷阴极荧光灯管的电流。其谐振时达到的最大值，也意味着功率输出的能量，最

大限度的输送给了灯管，由于灯管也串连在电路中的一部分，形成了串连谐振电路的电阻份

量，所以该谐振电路是低Q值电路，即使是振荡频率略有偏差，也能保证能量的传输。

前面介绍过，在灯管点亮后的负阻特性，必须有限流的作用，此电路中电容器 C的容抗，

正好起到限流的左右，此种方式限流能量损耗极小，此输出电路极为巧妙。

但是为了保证电容C和电感L的谐振频率就是振荡器的振荡频率，又要使电容C的容抗XC

的大小基本正好是灯管的限流值，电路的精确设计是至关重要的。

在维修中，电容C是比较容易损坏的元件，如有损坏，一定要用和原来一样的电容代换，

否则其性能会大幅下降，甚至不能使用。

图 12

图 图 13

以上第一部分 主要介绍 冷阴极荧光灯的构造、特性。工作时对驱动电路的要求，特别是具

有亮度控制的冷阴极荧光灯及多灯管液晶屏系统灯管的驱动供电要求作了介绍。

下一部分；是冷阴极荧光灯高压驱动电路的电路原理，故障分析，以三星屏为例。

内容；

一、电路组成

二、工作原理

三、保护电路

四、检修方法及注意事项

五、BD9884FV 详细分析

海信TLM-3277液晶电视 采用韩国三星屏，该屏内置冷阴极荧光灯管16只。冷阴极荧光灯

驱动电路板，随屏配套。

该冷阴极荧光灯驱动电路由两块 BD9884及8组全桥架构功率输出电路组成，功率输出采用

8SPM3 MOSFET N沟道、P沟道模块。两只8SPM3模块及输出高压变压器组成一个桥式输

出架构。变压器有初级绕组 X X 接功率输出模块，次级高压绕组 X X接冷阴极荧光灯管 次

级低压绕组X X为作为取样电压送往BD9884的电压检测部分。

BD9884 有两路激励输出 26 27输出一路 23 24 一路 ，每一路激励输出向两个全桥功率电

路提供激励信号，每一组全桥功率输出向两个高压变压器驱动电压（点亮两只冷阴极荧光灯

管），这样；每一块BD9884 可以驱动8 只灯管，两只BD9884共驱动16只灯管。

在两块集成电路的4路输出激励信号中，在进行亮度控制时，是采用PWM方式控制，4路

PWM脉冲，每路之间的相位差为90度

2024年3月11日发(作者：帖永长)

电路主要由DC/DC直流转换IC（升压IC）U6、储能电感L2、续流二极管D4等组成，其

主要作用是通过调整升压，输出12V直流电压，供显示照明电路使用；当4脚得到主控IC送

来的启动信号GPIO C2时，启动U6开始工作，通过内部的电路动作，电感L2的储能，二极

管D4的续流作用，U6的5#经电阻R22输出12V电压；可通过调整分压电阻R23的阻值，控

制U63#的电位来决定5#的输出电压 电路中R15、L2、D4、U6、R22任何一个损坏都会引

起无12V电压故障。

描述：

a03400

场管

背光电

路

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rt9271

背光电

路

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a8430

背光电

路

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rt9271

背光电路

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背光电

路

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xc636bb103mr

背光

电路

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背光

电路

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第7章 海信LCD-4233D系列液晶电视 IP整合板

为了简化液晶电视机的内部结构、降低生产成本，有些生产厂家把液晶电视机的开关电源和

高压背光板组合在一起，既向液晶电视整机提供电源（各种电路的VCC及CPU供电），又

向背光管提供高压，一般称为IP整合板。I即INVERTER，逆变器的意思；P即POWER，

功率、电源的意思。

7.1 电路组成

海信LCD-4233D系列液晶电视IP整合板的原理图如图7.1所示，由3部分组成（图中虚线

框所示；分别显示出各部分的功能）：

PFC部分（图中1部分）：由集成电路N811（NCP1653APG）及MOS管V811、V812电感

L811及二极管VD812组成一个并联型开关电源；电路的特点是这个开关电源的供电+B是

不经滤波的220V整流供电，主要作用是进行功率因数校正并向背光供电部分及小信号供电

部分提供稳定的+380V电源。

待机电源部分（图中2部分）：由集成电路N831（NCP1207APG）及MOS管V832开关变

压器T831组成一个PWM稳压型的开关电源，采用PFC电路送来的+380V工作，输出整机

主板供电的各种电源（5V_S、5V-M、12V、14V）。

背光供电部分（图中3部分）：由激励控制集成电路N901（OZ9925GN）和N902（FAN7382）、

MOS管V907和V908及N904（LM358）及升压变压器T903组成了采用了PFC部分+380V

供电的N+N型MOS管半桥LLC功率放大电路，输出功率强大，可以向16~24只背光灯管

供电，高压升压变压器只有1只，如采用CCFL背光灯管并联应用背光灯管必须采取电感平

衡措施。

图7.1

本文是以介绍背光供电电路为主，关于PFC部分和小信号供电部分另外撰文介绍。

背光供电部分的原理图及实物照片如图7.2所示。T903是升压变压器，与L905、C917组成

LLC谐振输出电路；两只N沟道MOS管V907、V908组成半桥功率放大电路，采用PFC

电路直接输出的+380V供电；N902（FAN7382）是V907、V908的激励集成电路，由于V907、

V908都是N沟道的MOS管，故N902输出两个反相的激励信号；N901是振荡、控制、激

励集成电路。

7.2 电路特点

（1）采用两只N沟道MOS管组成高压（+380V）供电的半桥功率输出电路，功率管工作

电流较低压供电小很多。由于采用了谐振型（LLC）输出，电路对功率管的要求更低，输出

的正弦波形更好：当负载变化引起输出电压变化时，LLC谐振型功率输出电路具有自稳压

特性。

（2）采用了平衡型背光灯管断路取样电路；简化的一般的CCFL灯管断路取样。

（3）由功率放大部分采用了两只相同的N沟道MOS管，两只功率管的激励信号必须反相

且有相应―高‖、―低‖不同的直流分量。该电路采用了一块性能优秀的FAN7382高压半桥功

率放大电路驱动集成电路，并采用了自举升压的方式解决了高电位激励信号的直流分量浮动

问题。

正面

背面

图7.2

7.3 电路分析

IP整合板背光部分的等效电路如图7.3所示。N901在ON/OFF信号及亮度信号的控制下，

由3脚、5脚输出反相对称的激励信号，经过激励变压器T901加到射极跟随器激励电路

V906、V901、V903、V904，经放大后进入功率放大输出级激励集成电路N902的2脚、3

脚。N902对2脚、3脚输入的激励信号进行分相处理，由6脚、7脚输出幅度相同、相位相

反的两路信号，分别加到半桥功率输出管V908、V907的栅极，由V908、V907进行功率放

大，V908、V907功率放大电路的负载是升压变压器T903和C917、L905组成串连谐振电

路，把半桥功率放大电路输出的信号转换为正弦波并经T903升压输出去液晶屏的背光灯管，

点亮背光灯管。

图7.3

7.3.1 LLC谐振输出电路

半桥功率放大输出管V907、V908的负载有升压变压器T903、L905和C917，和一般半桥

功率放大输出电路不同的是多了一个串联在输出电路中的L905，T903虽然是升压变压器，

但也等效于一个电感；再加上串联于电路中的电容器C917，这3个元件实际上组成了一个

串联谐振电路。由于具有2个电感和1个电容，所以称为LLC谐振型输出电路。

这个电路有两大特点。

（1）如果谐振电路的谐振频率正好是前级振荡器的振荡频率，那么电路将处于谐振状态，

电流最大、电流波形是完全正弦波，这样可以使输出功率最大化；并且两只功率开关管工作

在软开关状态，即功率管由导通到截止或者由截止到导通的转换都在正弦波的过零点进行，

功率管不存在开关损耗（只有导通损耗）。由于没有自感高压电势，还可以采用低耐压的开

关管，电路的效率非常高并且非常安全，工作几乎没有热量产生，也不会对外产生干扰。

（2）T903既是一个升压变压器，又是一个电感。这个电感内部流过的电流要随负载的

变化而变化，故其电感量（L）并不是一个定数，而是随负载电流的变化在变动。这样，当

负载发生变化时， LLC输出电路的谐振频率亦发生变化。

只要输出电路的谐振频率设定得和振荡频率略有偏差，即可达到根据负载的变化自动稳定输

出电压的效果。

7.3.2 功率放大电路的激励

将两只N沟道MOS管作为高压半桥功率输出时，要求有两个相位相反、直流分量差异较大

的激励信号：一个直流分量很高，数百伏特；一个只有几伏特。而振荡激励集成电路OZ9925

的3脚、5脚只输出相位相反、直流分量相等的一对激励信号DRV1、DRV2，怎样把这对

信号转化为高压半桥功率输出电路MOS管所需的栅极激励信号呢？

该背光部分的电路采用了一块美国仙童公司（飞兆）的FAN7382，即N902,如图7.4所示。

FAN7382是专门为高压半桥功率放大电路设计的驱动集成电路，其驱动的半桥功率放大电

路可以采用近+600V的高电压作为+B供电，常用作高压半桥功率放大电路的MOS管栅极

驱动。它采用先进的设计减小了高压IC工艺中寄生的源漏电容，从而使驱动具有足够的稳

定性，上MOS功率管V907驱动部分的VCC供电巧妙采用了自举升压的方式，电路简洁合

理，图7.5是其内部框图。

图7.4

从图7.5所示框图中可以看出，FAN7382有两个通道的激励信号输出：高边信号激励通道

（HIGH-SIDE DRIVER ；V907的栅极激励）和低边信号激励通道（LOW-SIDE DRIVER ；

V908的栅极激励），主要引脚功能介绍如下。

4脚、5脚、1脚是低边信号激励通道输出脚，内部是两只互补的灌流激励管。其中， 4脚

（COM）是灌流电路的电源负端，可以接地；5脚（LO）是低边激励信号输出端，经过限

流电阻和放电二极管接半桥功率放大MOS管V908的栅极；1脚（VCC）脚是灌流电路的

VCC供电端。3脚（LIN）是低边信号通道的输入端。

图7.5

6脚、7脚、8脚是高边信号激励通道输出脚，内部也是两只互补的灌流激励管。其中，6

脚（VS）是灌流电路电源负端，但在应用中直接外接V907、V908半桥功率放大电路的信

号输出端，其电压随输出电压的振幅而变化（此端电压是浮动的）；7脚（HO）是高边激励

信号输出端，经限流电阻和放电二极管接半桥功率放大MOS管V907的栅极；8脚（VB）

是高边灌流电路的VCC供电端。该VCC端的意义是：相对于6脚始终保持一个VCC电压

的幅度。而6脚的电压是随半桥功率放大电路输出电压而浮动的，所以8脚电压也是在VCC

的基础上随半桥功率放大电路输出电压而浮动。亦即，8脚电压=VCC+VOUT。2脚（HIN）

是高边信号通道的输入端，其输入信号和低边通道输入端3脚（LIN）的输入信号是反相关

系。

现在的问题是如何解决8脚高边通道输出灌流电路的VCC供电问题。这个电压相对于6脚

是一个VCC的电压幅度关系，而对地则是VCC的电压幅度加上功率放大电路输出电压

（VCC+VOUT）的关系。

和CRT电视中场扫描自举升压电路的方式类似，8脚VCC供电由电路上增加的升压电容器

C904和升压二极管VD915自举升压得到，其工作原理如图7.6所示。

当V908导通、V907截止时，如图7.6（a）所示。输出端为低电平，等效于接地，电容器

C904的下端也等于接地，VCC通过VD915对C904充电,C904两端电压被充至VCC电压

幅度。

当V908截止、V907导通时，如图7.6（b）所示。输出端为高电平，等效于接+B，电容器

C904的下端也等效于接+B。那么，在V907导通的时间，FAN7382的8脚电压等于VCC+

（+B）。

这样，不管输出是什么电平，高边信号激励通道灌流电路的供电的6脚和8脚之间始终维持

在VCC电压的幅度，保证了电路的正常工作。

（详细电路分析参见此文末7.5节 N+N沟道功率放大电路自举升压电路详细分析）

（a）

（b）

图7.6

7.4 振荡控制集成电路OZ9925

OZ9925是微科（MICRO）公司专门为背光电路设计的背光驱动集成电路，具有振荡控制、

激励、保护等功能。有两路反相的激励信号输出。OZ9925具备比较完善的输出电压、灯管

电流检测功能及输出过压保护、VCC欠压保护功能；经过不同的电路变通组合，其保护控

制输入端还可用作灯管断路保护控制等其他功能。

7.4.1 功 能

OZ9925是宽电源（VCC）供电背光激励控制集成电路，具有以下功能。

（1）VCC欠压保护。

（2）直流亮度控制输入。

（3）保护延迟时间设定。

（4）软启动时间设定。

7.4.1 引脚功能

OZ9925的引脚排列如图7.7所示，引脚功能见表7.1，内部框图如图7.8所示。

图7.7

表7.1

引脚符号功能

1VREF内部5V基准基准电压输出 （当15脚为高电平时， 1脚为5V）

2V1NVCC 12V 供电输入端

3NDR2激励信号2输出端

4PGND激励输出部分接地端

5NDR1激励信号1输出端

6AGND小信号部分接地端

7RT_CT振荡器频率设定，外接定时电阻和电容，此脚波形为幅值2V的三角波

8LRT_LCTPWM调光频率设定，外接定时电阻和电容，此脚波形为幅值1.5V的三角波

9DIM亮度控制输入端，如果该脚电压低于1.5V，则芯片输出进入PWM调光模式

10VSEN灯管电压检测输入端，该管脚的电压大于11脚（OVT）电压时，芯片会锁死，背

光不亮

11OVT过压阈值设定输入端

12TIMR延迟保护时间设定端。出现故障时，此脚电压逐步上升；达到3V时，内部保护电

路启动控制，关闭激励输出

13SST_COM软启动时间设定端

14ISEN灯管电流检测输入端

15ENA使能端。此脚电压大于2V时，电路启动（类似于ON/OFF控制端）

16VLSVCC欠压保护检测输入端。此脚接VCC分压电路，其电压低于1.43V时，保护电路

停止工作；高于1.5V时，保护电路开始工作

图7.8

7.4.2 OZ9925启动工作过程：

N901 OZ9925（2）VIN脚 VCC为12V； CPU送来高电平（大于2V）启动信号加到N901

OZ9925的使能控制端（15）ENA脚；N901启动开始工作；电路启动后内部的振荡器HF OSC

产生背光灯管工作的高频振荡信号并经过（9）DIM脚送来的亮度信号调制后；由（3）NDR2

脚和（5）NDR1脚输出激励信号去后面的功率放大级。

在启动后OZ9925其它相关引脚的作用及工作过程、外围元件的作用介绍如下：

1脚（VREF）是基准电压输出脚。12V电压经OZ9925内部基准电压稳压器产生+5V基准

电压，由1脚输出。该基准电压对内部产生基准电流、保护控制电路基准阈值的设定起到重

要作用。1脚输出的+5V电压还是7脚高频振荡器及8脚PWM三角波振荡器时间常数电路

充放电的基准电压，如果这个电压不正常，整个集成电路乃至整个背光板都会工作不正常。

2脚（VIN）是VCC工作电压输入端。OZ9925是宽电压供电，VCC电压可以在10～19V

范围内正常工作。

3脚（NDR2）、5脚（NDR1）是激励信号输出端，输出低阻、反相的激励信号。

4脚（PGND）是内部激励部分的接地端。

6脚（AGND）是内部小信号部分的接地端。

7脚（RT_CT）是内部高频振荡器的振荡频率控制端。外接RC是控制振荡频率的定时元件，

RC（时间常数）的大小决定了振荡频率的高低。外接电容器C906、C907的并联值及R914、

R940、RP901的等效电阻决定了振荡频率，如图7.9（a）所示：RC充放电的电源采用1脚

的5V基准电压，以保证振荡频率的稳定性；RP901可以根据需要对振荡频率进行小范围调

整，等效电路如图7.9（b）所示。振荡频率与RC的关系是，RC越大，振荡频率越低；RC

越小，振荡频率越高。OZ9925的振荡频率可以依靠改变RC在30～70kHz内设定。

（a）

（b）

图7.9

9脚（DIM）是亮度控制输入端。CPU送来的1.5～3.5V变化的直流亮度控制信号，进入

OZ9925后变换为PWN亮度控制脉冲，对振荡器的振荡信号进行调制，使连续的高频振荡

波转变为按照PWM占空比变化的间断高频振荡波，达到控制背光灯管亮度的目的。在直流

亮度控制电压向PWM变换时，还需要一个辅助的三角波信号。

8（LRT_LCT）脚是配合9脚输入的直流亮度控制电压变换为PWM脉冲而设置的三角波振

荡器的频率控制定时元件的连接端，其外接RC（时间常数）的大小决定了三角波的振荡频

率及PWM信号的频率，如图7.10所示。为了防止屏幕产生闪烁感，PWM频率选取在200Hz

左右。V902是PWM外同步信号输入控制，以便由外部决定三角波的振荡频率。同样，RC

充放电的电源也采用1脚的5V基准电压，以保证三角波振荡频率的稳定性。

（a）

（b）

图7.10

10脚（VSEN）是背光灯管电压检测输入端，以确认输出背光灯管电压是否正常。如果此脚

电压大于11脚电压，整个芯片即停止工作，背光灯管也熄灭。

11脚（OVT）用于设定过压门槛（阈值）值，和10脚配合完成输出过压保护等功能，如图

7.11所示。当10脚电压因过压保护而超过11脚时，此集成电路即停止工作。在本电路中，

11脚也作为背光灯管断路保护。

图7.11

12脚（TIMR）是保护电路延迟启控时间设置端。背光电路其实也是一个开关电源，其保护

电路就应该动作迅速、灵敏。但是，背光板负载是一个有很多不确定因素的非线性气体放电

器件——冷阴极荧光灯管（CCFL）。特别是开机接通电源的一瞬间，一般灯泡会立即就点亮，

但这个冷阴极荧光灯管的点亮有一个水银气化、参与放电的过程，需要0.5～1s。另外，每

个灯管的启动时间不同，在环境温度较低的冬天，启动时间更长。在启动的过程中，背光灯

管是不会有正常工作电流的，电压、电流、断路取样电路的取样数据也是异常的，若保护电

路在此期间已经开始工作，则会误判背光灯电路有故障而进入保护状态。为了避免这种现象，

背光板的保护控制电路中都设置了延迟保护控制电路，即当开机的瞬间保护控制电路接收到

异常取样信号时，并不是立即执行保护，而是延迟一定时间（如1s或1.5s）后再执行。12

脚外接电容器C911就是为设置保护延迟时间而设置的，改变其容量大小就可以改变延迟时

间；容量越大，延迟时间越长。

VD907的作用是保证该电路只在长时间关机后的第一次开机才有延迟作用，如图7.12所示。

取样信号进入OZ9925后，内部保护电路开启，一个恒定的3μA电流由12脚输出，经VD907

对电容器C911充电。随着C911充电电压逐步上升，12脚电压也随之上升；当12脚电压上

升至3V时，内部保护电路启动，关闭激励输出，背光灯随之熄灭，进入保护状态。短暂（几

个小时内）关机后，电容器经过R920（3.3M）的放电极为缓慢，电压基本上维持满电的状

态，这时断电后再开机，保护电路就不延迟或延迟时间极短，以提高其它电路的安全性。

图7.13

图7.12

13脚（SST_CMP）是软启动时间控制端，其作用是使功率变换电路缓慢达到稳态工作点，

以减小启动冲击和浪涌电流，如图7.13所示。13脚电压为高电平时，集成电路正常工作；

小于1.5V时，停止激励输出。接通电源、内部基准电压及基准电流还没有建立时，OZ9925

的1脚没有5V基准电压VREF输出，V909（PNP）饱和导通，把13脚电压下拉，集成电

路不能启动。待OZ9925内部状态稳定后，其1脚的VREF就有稳定的基准电压输出了，

V909截止，集成电路内部的4μA电流源给13脚的电容器C912充电，C912上的电压呈斜

坡上升，从而限制了输出电压的急速上升，最终限制了输出脉冲占空比的上升幅度，实现软

启动。

14脚（ISEN）是灯管电流检测输入端。图7.11中的V2、V4即两组背光灯管的电流取样电

压，经VD917、VD919送到集成电路的14脚，参与内部的亮度PWM调制，校正PWM脉

冲的宽度，使背光灯管的亮度稳定、工作电流稳定。

15（ENA）脚是使能控制端，即启动控制端。当CPU送来的ON/OFF信号为大于2V的高

电平时，集成电路开始工作。

16脚（VLS）是1.5V阈值电压的门控输入端。只有当此脚电压超过1.5时，集成电路才工

作。VCC供电经R926、R925串联分压后接16脚，当VCC欠压时，16脚电压也下降；低

于1.44V时，集成电路即停止工作，进入欠压保护。

7.4.3 输出电压过压保护电路

在图7.11中，OZ9925的1脚5V基准电压VREF，经R931、R932分压后接11脚。R931=24kΩ，

R932=33 kΩ，故11脚的电压为

以升压变压器T903 的9-10绕组为例， C919、C920串联分压取样电压经过R927、R928

串联分压后加到OZ9925的10脚。如果背光灯管正常工作，T903的9-10绕组上的电压为

800V，则OZ9925的10脚电压为

当某些原因引起输出电压大幅上升时，OZ9925的10脚电压随即上升；超过11脚电压时，

OZ9925即停止激励输出，进入保护状态。

7.4.4 背光灯管断路保护

背光灯管断路保护由取样电路、检测电路、比较电路控制电路组成，图7.11所示；

取样电路：由VD908、VD909、VD914、VD916、R944、R943、R921、R933组成；

检测电路：由R945、R946、R947、R948、VD918A、VD918B、C928、C929组成；

比较控制电路；由R950、R951、N904、V905组成；

取样电路工作原理：升压变压器T903的次级升压线圈有两个一样的绕组；绕组（7）（8）

及绕组（9）（10）；这两个绕组输出电压相同；并且绕组负载的两组背光灯管（A组和B组）

数量、功率、尺寸、特性均相同。这样当背光灯管全部点亮时；两组背光灯管流过灯管的电

流是相同的；每组背光灯管供电的变压器绕组下端分别接两只极性相反的二极管；VD908、

VD909及VD916、VD914；四只二极管均经过四只阻值相同的33欧姆电阻R944、R943、

R933、R921接地，这四只电阻就是电流取样电阻。四只二极管和四只电阻的连接点就是背

光灯管电流的取样输出点；VD908、VD909及VD916、VD914的取样输出点分别设定为：

V3、V4、V1、V2。由于R944、R943、R933、R921这四只取样电阻阻值均相同；又由于

两组背光灯管数量相同、特性相同；两组背光灯管的电流是相等的；这样四个取样点的取样

电压幅度（绝对值）是相等的即；V3=V4=V1=V2。但是由于二极管VD908、VD909是极性

相反连接；所以V3、V4是反相的；V3为 负、V4为 正。同理；V1为 负、V2为 正。

这V3、V4、V1、V2输出电压即为背光灯管断路保护的取样电压；V1、V2是A组背光灯

管的取样输出；V3、V4是B组灯管的取样输出。

检测电路工作原理：检测电路是由两个矩阵电路组成，一个是R945、R946、C928、VD918A

组成一个矩阵比较电路（称为：矩阵A组），取样电压由R945、R946输入，C928两端的电

压就是比较的结果（图7.14 A点电压），比较的结果由VD918A输出，由于VD918A的连接

方向，只有比较结果是正电压才可以输出（如果比较结果是负电压；则不能输出）。另一个

矩阵电路由R947、R948、 C929、VD918B组成（称为：矩阵B组），取样电压由R947、

R948输入，C929两端的电压就是比较的结果（图7.14 B点电压），比较的结果由VD918B

输出，由于VD918B的连接方向，只有比较结果也是正电压才可以输出（如果比较结果是

负电压；则不能输出）。

取样电路送来的取样电压V1、V4、V2、V3分别连接于R945、R946、R947、R948。图7.11

中所示V1、V2为A组背光灯管产生的压降；V3、V4为B组背光灯管产生的压降；这V1、

V2、V3、V4电压分别错开的连接到比较矩阵电路的输入端；即A组背光灯管的取样电压

V1（负电压）和B组背光灯管的取样电压V4（正电压）连接输入一组（矩阵A组）矩阵

比较电路上。A组背光灯管的取样电压V2（正电压）和B组背光灯管的取样电压V3（负

电压）连接输入另一组（矩阵B组）矩阵比较电路上。

比较过程分析：

第一种情况；A组、B组背光灯管全部正常点亮，两组灯管电流相等；

（矩阵A组）V1=V4（绝对值），由于V4是正电压、V1是负电压，通过R945、R946在

C928上叠加正好抵消；C928上面电压是0V，VD918A没有输出。

（矩阵B组）V2=V3（绝对值），由于V2是正电压、V3是负电压，通过R947、R948在

C929上叠加正好抵消；C929上面电压是0V，VD918B没有输出。

第二种情况：A组有一只背光灯管断路，B组灯管电流大于A组灯管电流；V4 > V1、V3 >

V2。

（矩阵A组）V1

C928上叠加正电压大于负电压；C928上面电压为正电压，VD918A有正电压输出。

（矩阵B组）V2

C929上叠加正电压小于负电压；C929上面电压是负电压，VD918B没有输出（VD918B反

偏）。

第三种情况：B组有一只背光灯管断路，A组灯管电流大于B组灯管电流；V4 < V1、V3 <

V2。

（矩阵A组）V1>V4（绝对值），由于V4是正电压、V1是负电压，通过R945、R946在

C928上叠加正电压小于负电压；C928上面电压为负电压，VD918A没有输出（VD918A反

偏）。

（矩阵B组）V2>V3（绝对值），由于V2是正电压、V3是负电压，通过R947、R948在

C929上叠加正电压大于负电压；C929上面电压是正电压，VD918有正电压输出。

结论：通过上面的三种背光灯管工作状态的比较，只有背光灯管全部点亮正常工作矩阵比较

电路输出0V，当A组和B组背光灯管有任意一只断路（液晶屏有任意一只背光灯管断路），

矩阵比较电路都会有正电压输出（A组和B组同时断路一只背光灯管的现象几乎没有）。

比较控制电路工作原理：

比较控制电路由比较器N904和放大器V905组成。N904（LM358）是一只运算放大器；在

这里是作为电压比较器使用，N904的2脚为电压比较器的反相输入端，由R950和R951分

压电路提供基准电压0.78V（R950（68K）、R951（4.7K）、VCC是12V）， N904的3脚为

同相输入端输，矩阵电路VD918A和VD918B输出的检测电压就施加于N904的3脚同相输

入端。N904的输出端1脚接MOS管V905的栅极，V905在此处作为开关使用，其漏极接

OZ9925的11脚。

如前述当液晶屏有背光灯管全部正常点亮时；矩阵比较电路输出为0V，此时N904的同相

输入端电压3脚小于反相输入端电压（0.78V），N904的1脚为低电平。

当液晶屏有任意一只背光灯管断路时；矩阵比较电路就会输出大于0.78V的电压加到N904

的同相输入端，此时N904的同相输入端电压3脚大于反相输入端电压（0.78V），N904的1

脚为高电平，高电平加到V905的栅极，V905导通，OZ9925的11脚电压被拉低至0V小于

10脚电压，电路进入保护状态。

图

7.14

（注意：N904（LM358）是一只运算放大器，在这里是作为电压比较器使用，其3脚（+）

为电同相输入端，2脚（-）为反相输入端。电压比较器的输出特性：当同相输入端的电压

大于反相输入端时，输出端为高电平；当同相输入端的电压小于反相输入端时，输出端为低

电平。）

7.5 N+N沟道功率放大电路自举升压电路详细分析：

N+N MOS管的激励电路如图7.15和图7.16所示；

图中FAN7382是N+N沟道MOS管半桥功率放大激励集成电路，V907、V908是半桥功率

放大管，FAN7382内部有两个灌流电路，分别激励V907和V908两只功率管。两个灌流电

路， Q1、Q2激励V907，Q3、Q4激励V908，两个灌流电路的VCC供电为12V。

7.5.1 工作过程分析：

1、当负激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；正激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382

的7脚HO输出负激励信号控制V907截止，FAN7382的5脚LO输出正激励信号控制V908

导通，图7.15所示，放大器的输出端A点等效接地，为0电位。

这时可以看出；上灌流电路Q1、Q2的VCC供电端是FAN7382的6脚和8脚，6脚为0V

（等效接地）；8脚为12V。下灌流电路Q3、Q4的VCC供电端是FAN7382的4脚和1脚，

4脚为0V（接地）；1脚为12V。

上下灌流电路都获得正常的VCC供电，激励V907、V908整个电路工作正常。

图7.15

图7.16

2、当正激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；负激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382

的7脚HO输出正激励信号控制V907导通，FAN7382的5脚LO输出负激励信号控制V908

截止，图7.16所示，放大器的输出端A点等效接+380V，电位为+380V。此时FAN7382的

6脚电压已经由0V抬升至+380V。

这时可以看出；上灌流电路Q1、Q2的VCC供电端是FAN7382的6脚和8脚，6脚为+380V

（等效接高压380V供电）；8脚仍为12V，上灌流电路Q1、Q2的VCC供电已经出现不正

常的严重翻转现象；8脚仍为12V而6脚已经从0V上升为+380V，Q1、Q2的VCC供电由

+12V变为 -368V（380—12=368V），灌流电路根本无法工作。

此时的下灌流电路Q3、Q4的VCC供电端是FAN7382的4脚为0V（接地）；1脚为12V正

常工作状态。只要上灌流电路不能获得正常的VCC供电，不能正常工作整个V907、V908

功率放大电路都无法正常工作。

如果要使N+N沟道MOS管半桥功率放大电路正常工作，就必须解决上灌流电路的VCC不

管V907是导通；还是截止6脚和8脚的电位差始终是+12V。当V907截止时；6脚为0V；

8脚为12V，当V907导通时；6脚为+380V；8脚就必须为+392V（380V+12V=392V）。6

脚和8脚的电压必须随V907、V908的开关工作相应的浮动，也就是；当V907截止V908

导通时；集成电路FAN7382的8脚为12V，6脚为0V。当V907导通V908截止时；集成

电路FAN7382的8脚为392V，6脚为380V，8脚电压始终随6脚上浮一个+12V。

7.5.2 采用自举升压的方式解决了8脚电压浮动的问题：

7.17所示就是在图7.15的基础上增加了一个自举升压二极管VD915和自举升压电容器

C904，升压二极管VD915接在VCC和8脚之间，升压电容器C904接在8脚和6脚之间。

自举升压原理分析：

当负激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；正激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382

的7脚HO输出负激励信号控制V907截止，FAN7382的5脚LO输出正激励信号控制V908

导通，图7.17所示，放大器的输出端A点等效接地，为0电位，此时VCC电压12V经过

VD915对C904充电；充电电压为VCC的电压12V上正 下负（二极管VD915的压降忽略），

此时；电容两端就保存了一个12V的上正 下负的电压。

图7.17

图7.18

2、当正激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；负激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382

的7脚HO输出正激励信号控制V907导通，FAN7382的5脚LO输出负激励信号控制V908

截止，图7.18所示，放大器的输出端A点等效接+380V，电位为+380V。此时FAN7382的

6脚电压已经由0V抬升至+380V。此时；电容器C904的负端连接在6脚，所以电容器C904

的负端电位也被抬升至+380V，由于电容器C904在V907截止时间已经充电保存了一个上

正下负的+12V电压，而此时C904的负端又被抬升至380V，所以电容器C904正端的电压

就为 +392V（380V+12V=392V），电容器的上端（正端）又是连接在集成电路FAN7382的

8脚，集成电路FAN7382内部的上灌流电路的VCC供电端就上升为+392V，这样就保证了

功率放大电路的开关管不管是什么状态；上灌流电路的VCC都维持在+12V供电。

在集成电路FAN7382的8脚电压为+392V时；二极管VD915处于反偏状态不会影响8脚的

电压值。

此电路的电路结构和工作原理类似于；CRT电视机的场扫描输出电路的自举升压电路。

本文来自于《郝铭-高端电视维修培训专家》 本文网址：

/lcd/575/

IC内部提供稳压电路9∼250V输入电压，可输出7.75V电压输出提供IC内部电源使用，若

输入电压范围提升可经由外接一个200V，2WZenerDiode于输入电压与IC的Vinpin之间

（如图1-4），这可使得输入电压范围可提升至450VDC，亦可以使得IC内部稳压电路所产

生的功率损耗分散一部份在ZenerDiode上。

图4IncreasingtheInputVoltageRating

IC的VDDpin工作电压可提高（如果有必要的话）藉由一个二极管连接至外部电压，此二

极管是避免将外部电压若低于IC内部稳压电路的输出电压时，会造成IC的烧毁，最大的外

接静态稳定电压为12V（瞬态电压为13.5V），因此11V+/-5％的电压源是理想的外部提升电

压值。

IC内部提供1.25％、2％精密参考电压，这参考电压可用来设定电流参考位准，以及输入电

流限制位准，此参考电压也同时提供IC内部设定过电压保护。

振荡电路时间模式

振荡电路可经由外部电阻设定振荡频率。若此电阻跨接于RT及GNDpins之间，则IC操作

于定频模式，另外，若电阻跨接于RT与GATEpins间，则IC操作于固定关闭时间模式（此

模式不需要斜率补偿控制使电路稳定）。定频时间或关闭时间可设定于2.8ms到40ms之间，

可运用IC规格书内的计算式设定。

于定频操作模式下，将所有SYNC在一起，多个IC可操作在单一频率。少数个案必须外加

一个大电阻2300于SYNC到GND之间，用来抑制杂散电容所造成的振铃，当所有SYNC

连接在一起时，建议使用相同电阻值跨接于每一个IC的RT与GND之间的电阻。

闭回路控制的形成是连接输出电流信号至FDBKpin，同时将电流参考位准连接至IREFpin，

补偿网络连接至Comppin（传导运算放大器的输出端），如图5所示。放大器的输出受PWM

调光信号所控制，当PWM调光信号为High时放大器的输端连接至补偿网络，当PWM调

光信号为Low时，放大器的输出端与补偿网络被切断，因此补偿网络内的电容电压维持住，

一直到PWM调光信号再度回复High准位时，补偿网络才又连接图放大器的输出端，这样

可确保电路动作正常以及获得非常良好的PWM调光反应，而不需要设计一个快速的控制电

路。

图5FeedbackCompensation

FAULT信号保护驱动电路

FAULT信号pin可用于驱动外部断接FET（图6）IC启动时，FAULT信号维持Low电位，

IC启动过后，此pin被pulledhigh，这使得内电路的LED与升压电路连接，电路完成启动

点亮LED，假如输出端有过电压或短路情形发生，内部电路会将FAULT信号拉Low并使

LED与升压电路断接。

FAULT信号也控于PWM调光控制信号，PWM调光信号为Low时，FAULT信号亦为Low，

但当PWM调光信号为High时，FAULT信号却不见得为High。

前言：由于LCD面板本身无法产生光源，所以，必须利用背光的方式将光投射到面板上，让面板产生亮度，

并且亮度必须分布均匀，而获得画面的显示。以目前来看，大多数的LCD背光是利用CCFL及led来作为背

光源，尤其在中、大尺寸的部分，大多是使用CCFL背光源。

随着消费者对于色彩的要求，根据实验，LED可以达到超过100％的NTSC色谱，由于LED可以提高面板色

彩的表现能力，并且加上没有太大的环保问题。目前许多业者都已逐渐将部分的产品导入利用LED作为背

光源。

本文将以Supertex的以HV9911为例，来提供读者升压式高亮度LED背光驱动电路设计的相关讯息。

升压电路设计特色

升压电路是用来驱动LED的串联电压高于输入电压（图1），并且有以下的特色：

1.此电路可被设计在效率高于90％下操作。

2. M=SFET的（Source）与LED串共地，这简化了LED电流的侦测（不像降压电路必须选择上侧FET驱动

电路或上测电流侦测。但是升压电路也有些缺点，特别是用于LED驱动，由于LED串的低动态阻抗）。

3. 输入电流是连续的，使得输入电流的滤波变得简单许多（并更容易符合传导式EMI标准的要求）。

4. 关闭用的FET毁损不会导致LED也被烧毁。

5. 升压电路的输出电流为脉冲式波形，因此，必须加大输出电容以降低LED串的涟波电流。

6. 但是过大的输出电容，使得PWM调光控制变得更具挑战，当控制升压电路开与关，以达到PWM调光控制，

就表示输出电流会被每一个PWM调光控制周期充放电，这使得LED串电流的上升与下降时间会拉大。

7. 峰电流控制方式的升压电路，用以控制LED电流是无法达成的，需要闭回路方式使电路稳定，这又使得

PWM调光控制更为复杂，控制电路必须增加频宽来达到所需要的反应时间。

8. 当输出端短路，控制电路无法避免输出电流的增加，即使关掉 Q1 FET仍对输出短路毫无影响，并且输

入端电压的瞬变造成输入端电压的增加量大于LED串联电压时过大的涌浪电流可能会造成LED的毁损。

升压电路操作模式

升压电路可操作于二种模式，连续导通模式（Continuous Conduction Mode；CCM）或不连续导通模式

（Discontinuous Conduction Mode；DCM），这二种模式是由电感电流的波形决定的。图2a为CCM升压电

路的电感电流波形，图2b DCM升压电路的电感电流波形。

CCM升压电路是用在最大升压比例（输出电压与输入电压比值）小于或等于6，并在输入电流大于1安培的

情形下，假如需要更大的升压比例，则需采用DCM模式。但是DCM模式会产生较大的峰值电流，因此导致

电感的毁损增加，同时也造成均方根电流的增加。所以，DCM升压电路的效率要比CCM升压电路来得低，

这也使得DCM的输出功率受限制。

以Supertex HV9911为例设计升压LED驱动电路

HV9911为Close Loop，Peak Current Control，Switching Mode LED驱动电源控制IC，它内建了许多功

能来客服升压电路的缺点。HV9911包含了9-250VDC输入电压稳压器，不需额外电源，仅由单一输入电压提

供IC动作的工作电源。它内建了2％精密的参考电压（全温度范围）能精确地控制LED串联电流。并且包

含了断路用的FET驱动电路。当输出短路或过电压时，便会自动断开LED串之对地路径。此功能缩短了控

制电路的反应时间（请参考PWM调光电路说明）。（图3）

HV9911控制电路的功能

IC内部提供稳压电路9∼250V输入电压，可输出7.75V电压输出提供IC内部电源使用，若输入电压范围提

升可经由外接一个200V，2WZener Diode于输入电压与IC的Vin pin之间（如图1-4），这可使得输入电压

范围可提升至450VDC，亦可以使得IC内部稳压电路所产生的功率损耗分散一部份在Zener Diode上。

IC的VDD pin工作电压可提高（如果有必要的话）藉由一个二极管连接至外部电压，此二极管是避免将外

部电压若低于IC内部稳压电路的输出电压时，会造成IC的烧毁，最大的外接静态稳定电压为12V（瞬态电

压为13.5V），因此11V+/-5％的电压源是理想的外部提升电压值。

IC内部提供1.25％、2％精密参考电压，这参考电压可用来设定电流参考位准，以及输入电流限制位准，

此参考电压也同时提供IC内部设定过电压保护。

振荡电路时间模式

振荡电路可经由外部电阻设定振荡频率。若此电阻跨接于RT及GND pins之间，则IC操作于定频模式，另

外，若电阻跨接于RT与GATE pins间，则IC操作于固定关闭时间模式（此模式不需要斜率补偿控制使电

路稳定）。定频时间或关闭时间可设定于2.8ms到40ms之间，可运用IC规格书内的计算式设定。

于定频操作模式下，将所有SYNC在一起，多个IC可操作在单一频率。少数个案必须外加一个大电阻2300

于SYNC到GND之间，用来抑制杂散电容所造成的振铃，当所有SYNC连接在一起时，建议使用相同电阻值

跨接于每一个IC的RT与GND之间的电阻。

闭回路控制的形成是连接输出电流信号至FDBK pin，同时将电流参考位准连接至IREF pin，补偿网络连接

至Comp pin（传导运算放大器的输出端），如图5所示。放大器的输出受PWM调光信号所控制，当PWM调光

信号为High时放大器的输端连接至补偿网络，当PWM调光信号为Low时，放大器的输出端与补偿网络被切

断，因此补偿网络内的电容电压维持住，一直到PWM调光信号再度回复High准位时，补偿网络才又连接图

放大器的输出端，这样可确保电路动作正常以及获得非常良好的PWM调光反应，而不需要设计一个快速的

控制电路。

FAULT信号保护驱动电路

FAULT信号pin可用于驱动外部断接FET（图6）IC启动时，FAULT信号维持Low电位，IC启动过后，此pin

被pulled high，这使得内电路的LED与升压电路连接，电路完成启动点亮LED，假如输出端有过电压或短

路情形发生，内部电路会将FAULT信号拉Low并使LED与升压电路断接。

FAULT信号也控于PWM调光控制信号，PWM调光信号为Low时，FAULT信号亦为Low，但当PWM调光信号为

High时，FAULT信号却不见得为High。

断接LED时，可确保输出电容不会随着PWM调光信号的周期而充放电。

PWM调光信号到FAULT信号与保护电路的输出以AND连接着，以确保保护电路动作时能够覆盖过PWM及调

光控制的输入。

输出短路保护的动作原理是当输出侦测电流（于FDBK pin），大于2倍参考电流设定位准（于IREF pin），

保护动作会发生。过电压保护的动作原理，是当OVP pin的电压大于1.25V时，保护动作也会发生。二个

信号被送至一个OR闸再送到保护栓锁电路。当有任一保护动作发生时，栓锁电路会将GATE及FAULT pins

同时关掉。一旦有保护动作发生时，必须将电源关掉重开，才能使栓锁电路恢复重置。

而在IC的启动需要注意以下两点：

● 当VDD与PWMD pins连接在一起，透过电路上的输入电压的连接或断接来启动时， IREF pin所连接的

电容必须使用0.1uF，而V00 pin上所连接的电容值需小于1uF以确保适当的启动。

● 假使电路使用外部信号启动或关闭，而输入电压一直保持常开启时，则IREF及VDD所使用的电容值可

增加。

线性调光能力

调整IREF pin的电压位准可达到达成输出电流的线性调整，方法为以可变电阻或分压电阻网络或外部提供

参考电压连接至IREF pin。但是，要注意一旦IREF的电压低到非常小时，IC的短路电流保护比较器的误

差电压（OFFSET）可能会造成短路保护发生误动作，这时候必须将IC电源关掉重开，重新启动电路，为了

避免此误动作，IREF的最低电压为20∼30mV。

PWM调光（脉宽调变调光）能力

HV9910内部的PWM调光功能却能够达到非常快速的PWM调光反应，克服了传统升压电路不能非常快速的PWM

调光的缺点。

PWMD控制IC内部三个点：

● GATE信号到开关FET

● FAULT信号到断接FET

● 运算放大器到补偿网络的输出端

当PWMD信号为High时，GATE信号与FAULT可以动作，同时运算放大器的输出端连接到补偿网络，这使得

升压电路可以正常动作。

当PWMD信号为Low时，GATE信号与FAULT被停止动作，能量无法从输入端转移到输出端，但是，为避免

输出电容放电到LED而造成LED电流下降时间被拉长。

这个放电电容同时也会使得电路重新连接动作时，LED电流的上升时间会被拉长。因此，避免输出电容的

放电是相当重要的。IC输出FAULT信号断接FET，使得LED的电流几乎立刻的下降到零电流，因此输出电

容并没有被放电，所以当PWMD信号回复High位准时输出电容不需要额外的充电电流，这使得上升时间非

常快速。

当PWMD信号为Low时，输出电流降至零，这使得回授放大器看到了相当大的误差信号于放大器输入端，会

造成补偿回路的电容器上的电压会上升至最高电位。因此当PWMD信号回到High时，过高的补偿回路电压

会控制电感峰值电流，而造成相当大的输出涌浪电流发生在LED上。

这样大的LED电流又随着控制回路速度而回授，这会使得稳定时间被延长，当PWMD信号为Low时，断开运

算放大器与补偿回路是有助于维持补偿回路的电压不被改变。因此当PWMD信号回复High时，电路立刻回

复稳态而不会产生过大的LED电流。

闭回路控制电路的设计

补偿回路可用来使得升压电路稳定的操作，可选用Type－Ⅰ补偿（一个简单积分电路）或者TypeⅡ补偿（一

个积分电路及额外的极点－零点）。补偿的类型需要视功率级的交越频率的相位而定。

闭回路系统（图7）的回路增益如下：

（公式1）

Gm为运算放大器的增益（435mA/V）

Zs（s）为补偿网络的阻抗

Gp（s）为功率级的转移函式

请注意，虽然电阻分压比值为1：14，但是整体效应包含二极管的压降会是1：15。

芯片补偿网络控制

假设Fc为回路增益的交越频率，而功率级的转移函式在此频率的振幅与相位角度为Aps与Φps、相位边限

Φm所需增加的相位角度为Φboost。

（公式2）Φboost = Φm-Φpx-90º

基于所需增加的相位角度，来决定需要何种类型的补偿网络。

（公式3）

Φboost≦0º→TypeⅠ控制

0º≦Φboost≦90º→TypeⅡ控制

90º≦Φboost≦180º→TypeⅢ控制

HV9911为基础的LDE升压驱动电路通常并不需要TypeⅢ控制，所以此篇不讨论Ⅲ控制。HV9911 TypeⅠ及

TypeⅡ控制的使用，请参考表1。

TypeⅠ控制的设计相当简单，只要调整Cc即可，因为交越频率的回路增益之振幅为1

（公式4）Rs•Gm•（ 2πfc Cc ）•1/15•1/Rcs•Aps=1

由上述等式，若其它参数值已知Cc的电容值可计算出。

TypeⅡ控制的等式需被设计如下：

（公式5）K = tan （45？+ Φboost/2）

（公式6）ωz = 1/RzCz = 2πfc/K

（公式7）ωp = Cz+cZ = （2πfc）•K

可得到交越率的回路增益之振幅为1的等式如下：

（公式8）

同时解等式（1-6）（1-8）可计算出Rz，Cz及Cc的值。

利用芯片实际设计出驱动电路

步骤一 选择开关频率（fs）

对于低压应用（输出电压＜100V＝，中等功率输出（＜30w＝，开关频率设为200kHz（时间周期为5ms），对

于开关损失以及外部零件的大小来说是个不错的折衷方案。若是更高的电压应用或更高的输出功率，则考

虑外部的开关FET的功率损失，就必须降低开关频率。

步骤二 计算最大开关周期（Dmax）

最大的开关周期可以使用以下方程式计算：

（公式9）

注意：如果Dmax＞0.85，升压比例太大，则升压电路无法操作在连续导通模式而会操作在不连续导通模式，

以达到所需的升压比例。

步骤三 计算最大电感电流（Iinmax）

最大电感电流为（公式10）

步骤四 计算输入电感量（L1）

输入电感可以最低的输入电压操作下的电感电流25％计算，如下式

（公式11）

选择标准电感量220uH，为达到于最低输入电压的操作时之的效率为90％，则电感的损失约为总输出功率的

2∼3％，使用3％计算电感损失。

（公式12）Pind = 0.03•Voman•Iove =0.84w

假设80％－20％各别为电感的铜损及铁损，则电感的等效直流电阻，必须小于

（公式13）

电感的饱和电流至少需大于最大电感电流20％。

（公式14）

因此电感为220uH，DCR值约0.3Ω，电感饱和电流需大于2A。但是必须注意，选择电感的有效电流等于Iinmax

（虽然可能无法符合效率的要求）但仍可获得可接受的结果。

步骤五 选择开关FET（Q1）

跨接于FET的最大电压等于输出电压，使用20％余量来计算最大突波电压，FET的耐压选择为：

（公式15）VFET =1.2Vomax =96V

流经过FET的有效电流为：

（公式16）IFET ∼ Iimax•√Dmax =1.3A

为求得最佳化设计，FET的电流规格必须至少大于3倍的FET有效电流值，以使用最低闸充电电荷（Qg）操

作。使用HV9911时建议FET的Qg需小于25nC 目前使用于此案例的FET规格为100V， 4.5A，11nC。

步骤六 选择开关二极管（D1）

二极管的耐压规格与开关FET（Q1）相同， 二极管流过的平均电流等于最大输出电流（350mA）。虽然二极

管的平均电流仅350mA，但在短暂的时间内二极管载送着最大输入电流IIN max。二极管两端所跨之电压需

相对应于瞬间流过的电流而非平均电流，假设有1％功率损失于二极管上，则二极管两端的压降则必须小于：

（公式17）

最好选择萧特基二极管，当输出电压小于100V时，它不需要考虑逆向回复的损失，因此在此案例中选择100V，

1A萧特基二极管，它的顺向通过电压在IINmax时为0.8V。

步骤七 选择输出电容（Co）

输出电容的电容值需视LED的动态电阻，LED串的涟波电流及LED电流而定，使用HV9911的设计中，较大

的输出电容（较低的涟波输出电流）将可获得较佳的PWM调光结果，升压电路的输出以模型简化如图9a 将

LED以定电压负载串联一个动态阻抗，输出阻抗（RLED与Co的并联组合）被以二极管电流Idiode驱动着，

稳态的电容电流波形如图9b所示。

使用在设计参数表中给的10％峰对峰涟波电流，计算输出的涟波电压为：

（公式18）△Vpp= △Io • RLED =0.77V

（公式19）

将值代入上上式，得到：

（公式20）

流过电容的有效涟波电流值为：

（公式21）

此例中，我们选择二个1μF 100V金属聚丙烯塑料电容，在这里需要适当的选用金属薄膜电容或者陶磁电

容，因为它们具备耐高涟波电流及低等效串联电阻（ESR）特性。虽然陶磁电容具备耐高涟波电流及体积小

的特性，但当使用PWM调光功能时它容易产生音频噪声。因此金属聚丙烯电容（或其它类型金属电容）是

适合用来当做具PWM调光功能的LED驱动电路的输出电容。

步骤八 选择断路FET（Q2）

断路FET必需具备与Q1相同的耐压规格，在室温下的导过阻抗（RON，25C）选择在满载输出时，Q2的功率

损耗为1％ 。

（公式22）

等式内的系数1.4为FET的导过阻抗随接面温度上升而上升的参数，有必要的话可选择高Qg的FET，但高

Qg的FET导通与关闭时间会变慢（这时需视PWM调光频率而决定）此例中，选择100V 1.5Ω， SOT89包装

Qg=5nc的FET。

步骤九 选择输入电容（CIN）

输入电容在闭迥路控制中是相当重要的组件，它是维持稳定的重要项目，不幸的是输入电容的设计相当繁

复，设计此电容必须先要找出从输入电源到升压电路的输入端之间的最大感值，LSOURCE MAX （图9a中两

个电感值的总和）电源电阻的最大及最小值RSOURCe（图9b中两个电阻值的总和），这将会决定升压电路的

特性，电源的电感值及电阻值代表着连接输入电源与升压电路之间导线的阻抗，为了设计输入电容必须合

理的做算出这两个参数值，而这两个参数值也和升压电路的稳定性有关。（图10）

假设LSOURCE MAX=1μh（这是此22AWG线长1呎连接输入电源及升压电路之间长度所估出的电感量）下一步

是选择一个LC共振频率fLC，先设定fLC=0.4fs=80kHz，则输入电路最小值计算式为：

（公式23）

在LC共振频率点，升压电路的滤波器阻抗反应出来的为Req=（1-Dmax）2．RLED。

（公式24）

此例中， ZDC=110Ω为使升压电路稳定，LC组合的阻抗必须小于ZDC，这会提升最小电源电阻值为：

（公式25）

最大电源电阻为：

（公式26）RSOURCE MAX = （1-Dmax）2．RLED=1.25

由上列2等式可看出最大电源电阻值是与输入滤波器参数无关，故无法控制它.

但最小电源电阻值却是与输入滤波器的参数有关。最小电源电阻值被计算出为2μΩ，这是非常小的值非常

容易达到，但是在某些例子中，导线的最小电源电阻值却大于所想要的值. 在这样子的例子中，在导线中

加入小电阻（以提供必须的阻尼）或LC的共振频率必须降低到计算出最小电源电阻低于所想要的值。有一

点是必须注意的，将输入的2条导线绞在一起可以大幅降低电源电感值。

控制回路设计

步骤10 选择振荡电阻（RT）

振荡电阻的计算式为：

（公式27）

在比例子中，200KHZ固定频率可算出RT=453KΩ，RT跨接于RT与GND之间。

步骤十一 选择2个电流感应电阻（RCS与RS）

输出电流感应电阻的功率消耗必须小于0.15W，这样才能够选用1/4W的电阻。

（公式28）

在此例中，电阻选择为1.24Ω、1％、1/4W。FET电流感应电阻的感应电压于最大输入电流流过时，必须小

于250mV，故：

（公式29）

电阻的功率消耗为RRCS==0.25W，因此电阻选择为0.15Ω、1/2W、1％。

步骤十二 选择参考电流设定分压电阻（Rr1，Rr2）

参考电流IREF的电压设定，可经由2电阻Rr1，Rr2分压自IC内部的参考电压或外部提供的电压。

由（公式30）及（公式31）可得到Rr1=8.66kΩ、1/8W、1％ ，Rr2=16.2kΩ、1/8W、1％。

步骤十三 设定斜率补偿电阻（Rslope，Rsc）

因为升压电路被设计为定频操作，必须使用斜率补偿以确保电路稳定.加入电流感应信号的斜率必须为电感

电流最大下降斜率的一半，以确峰电流控制方式在任何情形之下均能够稳定操作。这可以用2个电阻Rslope，

Rsc来达到斜率补偿功能。

在此例中，电感电流的最大下降斜率为：

则Rsc=1.0kΩ、1/8W、1％ . Rslope=49.9k、1/8W、1％.

在这里必须注意，SC pin的最大输出电流为100uA，所以Rslope的最小值建议为25kΩ∼50kΩ。

步骤十四 选择电感电流限制电阻（RL1，RL2）

电感的电流被2个因素限制，最大电感电流及加在电感的斜率补偿信号。从REF经2个分压电阻设定CLIM准

位。

（公式35）

此方程式假设电流限制为最大电感电流IINmax的120％并且最大工作周期为90％，此例为：

（公式36）

使用REF的最大电流50uA，可得到RL1=17.4K、1/8W、1％， RL2=7.87K、1/8W、1％。有一点值得注意的是

不是非常建议CLIM pin接上电容器。

步骤十五 选择旁路电容（CREF．Cpo）

建议一定要在REF及VDD pin加上旁路电容，VDD pin一般建议加1uF陶瓷电容，若使用的FET Qg>15nC，则

必须将电容加大至2.2uF，REF pin一般建议加0.1=uf陶磁电容。

步骤十六 选择过电压保护点的设定（Rovp1．Rovp2）

过电压保护点通常设定比稳态最大输出电压高15％。

（公式37）Vopem．1.15．Vomax=92V

因此设定电阻可由下列二式得知：

所以电阻选择ROVP1=82.5kΩ ， ROVP2=1.13k，到这里要注意由于REF的误差与实际的过电压设定点有±3％

误差。

步骤十七 设计补偿网络

以连续电流模式的升压电路并以峰电流控制方式，对于频率小于十分之一的开关频率，功率级的转移涵数为

下：

（公式40）

对于此例中， 选择交越频率fc = 2KHz， 这么低的交越频率会产生较大的 Cc 及 Cz.， 间接地提供软启动

（soft start）的电路。因为HV9911不依靠控制电路的速度来做PWM调光控制的反应 而且低交越频率并不

会影响PWM调光控制的反应，所以低交越频率也不会影响PWM调光控制的上升及下降时间。在此频率功率级

的转移函数的振幅及相位角度可将s = i × （ 2 ---pai--- × fc）代入（公式40）中得到。

（公式41） |Gps（s）|f c=2kHz = Aps = 0.283

|Gps（s）|fc=2kHz= Φps = -80°

为得到相位边限约Φm=45° 通常建议相位边限范围为45°–60°， 相位角度必须提升。

（公式42）Φboost = Φm-Φps-90=35°

从（公式3）式中可得知， 需使用Type II补偿使系统稳定，使用（公式5）及（公式8）式可计算出补偿网

络的值。

另外在交越频率下的增益为1（unit gain）等式。

从（公式46）Cz + Cc = 10nF、（公式47）Cz / Cc = 10nF，将（公式44）（公式47）代入（公式45），可

得到：

（公式48） Cc = （Cz + Cc） * Wz）/Wp = 2.84nF

从（公式48）、（公式46）可以得到：

（公式49）Cz = 7.43 nF

从（公式44）、（公式49）可以得到：

（公式50）Rz = 1/（WzCz） = 20.37KΩ

选择 Cc = 2.2nF、 50V、COG 电容

Cz = 6.8nF、50V、COG 电容

Rz = 20.0k、 1/8W、 1％ 电阻

大屏幕液晶显示屏背光灯及高压驱动电路原理及电路分析（一）

郝 铭

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（目前液晶电视的销量和社会保有量非常大，液晶电视的维修资料奇缺，而液晶电视的背光

灯高压驱动电路又是液晶电视中极易发生故障的部位，它类似于CRT电视的行扫描电路，

是高压大电流电路，其故障率不低于CRT电视的行扫描电路。目前对于该部分的原理电路

分析维修的资料很少，该文对于背光灯管及驱动电路的特性、构造、组成、要求、电路原理

分析比较详尽，以帮助维修人员更加深刻的理解液晶电视背光灯驱动电路，为下一步维修打

好基础）

液晶电视的显示屏是属于被动发光型的显示器件，液晶屏自身不发光，它需要借助背光灯来

实现屏的发光，即背光灯管发出光线通过液晶屏透射出来，利用液晶的分子在电场作用下控

制通过的光线（对光进行调制）以形成图像，所以一块液晶屏工作成像必须配上背光源才能

成为一个完整的显示屏，要显示色彩丰富的优质图像，要求背光灯的光谱范围要宽，接近日

光色以便最大限度的展现自然界的各种色彩。目前的液晶屏背光灯，一般采用的是光谱范围

较好的冷阴极荧光灯（cold cathode fluorescent lamp；CCFL）作为背光光源。

大屏幕的液晶电视要保证有足够的亮度、对比度和整个屏幕亮度的均匀性，均采用多灯管系

统，32寸屏一般采用16只灯管，47寸屏一般采用24只灯管。耗电量每只灯管约为为8W计算，

一台32寸屏的液晶电视背光灯耗电量达到130W,一台47寸的液晶电视背光灯的耗电量达到

近200W（加上其它电路耗电，一台32寸屏的液晶电视耗电量在200W左右）

冷阴极荧光灯的构造和工作原理

冷阴极荧光灯CCFL是气体放电发光器件，其构造类似常用的日光灯，不同的是采用镍?p

钽和锆等金属做成的无需加热即可发射电子的电极——冷阴极来代替钨丝等热阴极，灯管内

充有低气压汞气，在强电场的作用下，冷阴极发射电子使灯管内汞原子激发和电离，产生灯

管电流并辐射出253.7nm紫外线，紫外线再激发管壁上的荧光粉涂层而发光，图1。

冷阴极荧光灯的特性

冷阴极荧光灯是一个高非线性负载，它的触发（启动）电压一般是三倍于工作（维持）电压，

（电压值的大小和灯管的长度和直径有关）冷阴极荧光灯在开始启动时，当电压还没有达到

触发值（1200～1600V）时，灯管呈正电阻（数兆欧），一旦达到触发值，灯管内部产生电

离放电产生电流，此时电流增加，灯管两端电压下降呈负阻特性图2，所以冷阴极荧光灯触

发点亮后，在电路上必须有限流装置，把灯管工作电流限制在一个额定值上，否则会因为电

流过大烧毁灯管，电流过小点亮又难以维持。

图1

图2

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图2是冷阴极荧光灯的电压电流特性，垂直轴表示流过灯管电流，水平轴表示灯管两端电压。

在灯管开始点亮之前，水平轴上灯管两端的电压上升，当还未达到灯管触发电压时（1200V～

1600V以下），灯管电流基本没有，当达到触发电压时（1200V～1600V）灯管内部汞原子电

离，产生电流，灯管点亮由于电流上升，灯管两端电压急剧下降，并维持在400V～600V左

右，此时由于外电路的限流作用，灯管两端的电压基本上维持在触发电压的大约三分之一处，

灯管两端电压的小幅度变化会引起灯管电流较大幅度的变化（电流大幅度的变化，直接影响

灯管的使用寿命）。点亮灯管后维持灯管两端电压的稳定性是重要的。

冷阴极荧光灯在良好的供电环境下，寿命可以达到25000～50000小时（近似于CRT寿命），

即灯管供电的频率、波形、触发电压、维持电压、灯管电流要符合该灯管的特性。对于有亮

度控制的灯管，波形要求更加严格，否则灯管寿命大大缩短（有些屏的背光灯管和液晶屏是

做成一个整体是不可换的，灯管损坏，屏体整体也成废品）。

冷阴极荧光灯要求高效率、长寿命，那么对其灯管的供电、激励部分是要符合灯管的特性，

供电源必须是交流正弦波，频率为40K～60K左右，触发电压在1200～1600V，维持电压约

是触发电压的三分之一点（由灯管的长度和直径决定），由于每一只灯管的电压/电流特性并

不是完全一样，灯管不能直接并联使用（串联应用虽然可以点亮，由于特性的差异造成相串

联的灯管的亮度不同，会造成整屏亮度不均匀），所以在多灯管液晶屏中，每一只灯管均配

单独一只高压变压器，图3是三星32寸屏的背光灯高压驱动板，该屏有16只灯管，其驱动板

上就有16个高压输出变压器，图4是高压变压器。图5是三星32寸液晶平背光灯高压驱动电路

的信号流程及简单框图。

目前背光灯高压驱动板和液晶屏是配套出厂的，不同型号、尺寸的液晶屏其高压驱动板是不

可互换的。

图3

图4

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关于冷阴极荧光灯的亮度控制；液晶电视也应该和CRT电视一样能进行亮度控制，但是冷

阴极荧光灯因为其特有的非线性特性，用普通的依靠改变电压控制电流的亮度控制方法，有

一定的困难，虽然发光亮度的增大可以通过增大灯管的电流来实现，但增大电流改变亮度的

作用是有限的，且过大的电流会使灯管的电极受到损害，进而导致灯管的寿命缩短，同样减

小电流控制亮度减小的作用也极其有限，并且电流减小会使放电难以维持导致熄灭，灯管弱

电流放电对灯管的寿命也是不利的。

所以目前冷阴极荧光灯的亮度控制均采用脉冲调光，具体方法是；用30～200Hz的低频PWM

脉冲波（PWM脉冲波的宽度受控于CPU）对施加于冷阴极荧光灯管上的连续振荡高压进行

调制，使连续振荡波变成断续振荡波，从而达到控制亮度的目的，其控制原理是；断续的在

极短间内停止对冷阴极荧光灯供电，由于停止时间极短，不足以使灯管的电离状态消失，但

是其辐射的紫外线强度下降，管壁上的荧光粉的激发量减小，亮度也下降，只要控制PWM

的脉冲的占空比，就可以改变灯管在一个导通/关闭周期的时间比，从而达到控制灯管平均

亮度的目的见图5中，调制器输出的脉冲串信号，目前的技术可以达到400：1或更高的调光

控制。

但是，由于此种控制方式是反复的启动、截止灯管，即在每一个启动、关闭周期都会造成灯

管高启动电压及电流的突变的冲击，这对于气体放电灯的电极而言是极为不利的，会大大的

缩短灯管的寿命，为了解决这一问题，目前均采用一种―柔性‖启动技术，即对调光脉冲的包

络的前沿和后沿，采用连续线性增幅和降幅的处理（前沿是一个逐步增大的过程，在后沿是

一个逐步减小的过程）图6，这样经过线性变幅处理后的高压脉冲波，再作用于灯管上，就

不会对灯管造成损伤，也不会影响灯管的寿命。为了防止断续时间过长灯管熄灭，PWM脉

冲信号的频率控制在50～200Hz范围内。脉冲调光方法控制亮度的范围比较大，只要波形符

合要求，对灯管的寿命没有影响。目前具有亮度控制笔记本电脑的液晶屏的亮度控制，均采

用此方法。但是具有脉冲调光的背光灯驱动电路比较复杂，技术要求高。

对于多灯管屏的亮度控制，如果同时间断灯管的瞬间供电，PWM的间断频率会和液晶屏的

刷新频率差拍，液晶屏会出现滚道干扰、闪烁、亮度不均匀等现象，为了防止这种现象产生，

加于每个灯管的断续脉冲波相位上有所差异，即对灯管来说，短暂停止供电在多根灯管中，

不是同时断电、供电，必须是交替轮流断电、供电。多灯管系统一般把灯管分为4组，供电

系统的PWM脉冲有4个通道，输出4路经过PWM调制的高频脉冲波，每个通道向一组灯管

供电，通道之间输出的PWM调制脉冲，依次移相900，这样4组灯管则达到轮流断电、供电，

使亮度更均匀，干扰最小，三星32寸液晶屏有16根灯管，分为4组，每组4根灯管（24根灯管

液晶屏的就每组6根灯管）。

图5

图6

图7

功率放大器和输出电路；功率放大器的作用是把调制器调制的高频断续脉冲波，经过放大到

足够激励点亮冷阴极荧光灯管点亮的功率。输出电路是利用变压器对功率放大后的激励信号

进一步的升压以达到激励并点亮灯管电压，输出电路还有一重要的作用，即是把功率放大输

出的方波转化为冷阴极荧光灯管工作必须的正弦波。

功率放大器在目前各厂家生产的背光灯高压驱动电路中均采用MOSFET组成的功率输出电

路，电路形式有所不同，总的不外以下四种形式；

1、 全桥架构；

全桥架构功率放大电路 图8，放大元件由4只MOSFET（两只N沟道及两只P沟道）组成,

应用的供电电压范围宽（6V～24V）最适合在低电源电压的场合应用。适合低电源电压的设

备如笔记本电脑等低压供电的设备。

2、 半桥架构；

半桥架构功率放大电路如图9；和全桥架构相比，节省了两只功率放大管（一只N沟道和一

只P沟道的MOSFET）。在相同的输出功率和负载阻抗情况下，供电电压比全桥架构要提高

一倍（电流为全桥架构的一半）,用在供电电压较高的设备上（大于12V）。

以上两种架构的功率输出电路的每一个桥臂的放大元件是N沟道和P沟道MOSFET组成的

串连推挽功率输出电路。

3、 推挽架构；

这种架构的功率放大电路如图10，只用两只廉价的低导通电阻的N沟道MOSFET，使电路

的效率更高（P沟道的MOSFET价格高、由于导通电阻大，电路的效率较低），对于MOSFET

的筛选要求也低，电路所用元件也少，有利于最大限度降低成本。该推挽架构对电源的稳定

要求较高（如稳定的12V供电），对于如笔记本电脑的电池电压在使用中逐渐下降的设备，

不易采用此推挽架构的电路。

4、 Royer架构（自激振荡）；

自激振荡器方式 图11，不需要激励控制电路，主要两只功率管和变压器加反馈电路组成的

最简单应用方式，是在不需要严格控制灯频和亮度的设计中。由于Royer架构是自激式设计，

受元件参数偏差的影响，很难严格控制振荡频率和输出电压的稳定，而这两者都会直接影响

灯的亮度、使用寿命。并且无法对液晶屏进行亮度控制，一般应用在廉价的节能灯上，正因

为此，Royer架构一般不被用于液晶显示屏上。尽管它是本文所述四种架构中最简单、廉价

的。

图8 全桥架构 图9 半桥架构

图10 推挽架构 图

11 Royer架构

输出电路及正弦波的形成；

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背光板驱动电路中前级（振荡器和调制器）和功率输出部分，基本上是工作在开关状态（开

关状态工作效率高、输出功率大），输出基本也是开关信号，前面已经提到冷阴极荧光灯的

最佳供电电压波形是正弦波，为了保证背光灯管工作在最佳状态（对于发光亮度及寿命是非

常重要的），还必须把功率输出级输出的信号变换为正弦波。

正弦波的转换；

整个背光灯驱动电路我们可以把它看成是一个它激振荡器。

作为一个振荡器输出什么波型，完全取决于振荡器的输出电路特性，输出电路是非谐振电路，

输出是脉冲波（输出特性是纯容性输出锯齿波，输出特性是纯阻性输出方波，输出特性是纯

感性输出微分波为主），输出电路如果是谐振电路输出必然是正弦波。我们只要把背光灯高

压驱动输出电路，做成一个谐振电路就可以输出正弦波，如果谐振电路的谐振频率就是振荡

器的振荡频率，那么该背光灯驱动电路，就能做到最大限度的高效的把能量传输给灯管。

输出电路的处理方式是；在高压变压器的输出端（输入端也可以）和灯管连接处串连一只电

容器C 图12，电容器C和输出高压变压器输出端L及负载R（灯管）组成了一个低Q值的

串连谐振电路。等效电路 图13。在图中 对于功率输出信号的频率作用于电感L和电容C,

来说，在此频率下，当电感L的感抗XL等于电容C的容抗XC时，电路产生谐振，在此谐

振电路中即产生谐振，由于组成是串连谐振电路，所以谐振时；电流达到最大值，此最大电

流即是流过冷阴极荧光灯管的电流。其谐振时达到的最大值，也意味着功率输出的能量，最

大限度的输送给了灯管，由于灯管也串连在电路中的一部分，形成了串连谐振电路的电阻份

量，所以该谐振电路是低Q值电路，即使是振荡频率略有偏差，也能保证能量的传输。

前面介绍过，在灯管点亮后的负阻特性，必须有限流的作用，此电路中电容器 C的容抗，

正好起到限流的左右，此种方式限流能量损耗极小，此输出电路极为巧妙。

但是为了保证电容C和电感L的谐振频率就是振荡器的振荡频率，又要使电容C的容抗XC

的大小基本正好是灯管的限流值，电路的精确设计是至关重要的。

在维修中，电容C是比较容易损坏的元件，如有损坏，一定要用和原来一样的电容代换，

否则其性能会大幅下降，甚至不能使用。

图 12

图 图 13

以上第一部分 主要介绍 冷阴极荧光灯的构造、特性。工作时对驱动电路的要求，特别是具

有亮度控制的冷阴极荧光灯及多灯管液晶屏系统灯管的驱动供电要求作了介绍。

下一部分；是冷阴极荧光灯高压驱动电路的电路原理，故障分析，以三星屏为例。

内容；

一、电路组成

二、工作原理

三、保护电路

四、检修方法及注意事项

五、BD9884FV 详细分析

海信TLM-3277液晶电视 采用韩国三星屏，该屏内置冷阴极荧光灯管16只。冷阴极荧光灯

驱动电路板，随屏配套。

该冷阴极荧光灯驱动电路由两块 BD9884及8组全桥架构功率输出电路组成，功率输出采用

8SPM3 MOSFET N沟道、P沟道模块。两只8SPM3模块及输出高压变压器组成一个桥式输

出架构。变压器有初级绕组 X X 接功率输出模块，次级高压绕组 X X接冷阴极荧光灯管 次

级低压绕组X X为作为取样电压送往BD9884的电压检测部分。

BD9884 有两路激励输出 26 27输出一路 23 24 一路 ，每一路激励输出向两个全桥功率电

路提供激励信号，每一组全桥功率输出向两个高压变压器驱动电压（点亮两只冷阴极荧光灯

管），这样；每一块BD9884 可以驱动8 只灯管，两只BD9884共驱动16只灯管。

在两块集成电路的4路输出激励信号中，在进行亮度控制时，是采用PWM方式控制，4路

PWM脉冲，每路之间的相位差为90度