2024年3月12日发(作者：帖安阳)
功率因数校正(英文缩写是PFC)是
的电压时，整流二极管因反向偏置而截
目前比较流行的一个专业术语。PFC是在
止。也就是说，在AC线路电压的每个半周
20世纪80年代发展起来的一项新技术，
期内，只是在其峰值附近，二极管才会导
其背景源于离线开关电源的迅速发展和
通(导通角约为70°)。虽然AC输入电压仍
荧光灯交流电子镇流器的广泛应用。PFC
大体保持正弦波波形，
但AC输入电流却呈
电路的作用不仅仅是提高线路或系统的
高幅值的尖峰脉冲，如图l所示。这种严重
功率因数，更重要的是可以解决电磁干
失真的电流波形含有大量的谐波成份，引
扰(EMI)和电磁兼容(EMC)问题。
起线路功率因数严重下降。若AC输入电流
线路功率因数降低的原因及危害
基波与输入电压之间的位移角是Φ1，根
导致功率因数降低的原因有两个，一
据傅里叶分析，功率因数PF与电流总谐波
个是线路电压与电流之间的相位角中，
失真(度)THD之间存在下面关系：
另一个是电流或电压的波形失真。前一
个原因人们是比较熟悉的。而后者在电
工学等书籍中却从未涉及。
功率因数(PF)定义为有功功率(P)与
视在功率(S)之比值，即PF=P/S。对于线
路电压和电流均为正弦波波形并且二者
相位角Φ时，功率因数PF即为COSΦ。
由于很多家用电器(如排风扇、抽油烟机
等)和电气设备是既有电阻又有电抗的阻
抗负载，所以才会存在着电压与电流之
间的相位角Φ。这类电感性负载的功率
因数都较低(一般为0.5-0.6)，说明交流
(AC)电源设备的额定容量不能充分利
用，输出大量的无功功率，致使输电效
率降低。为提高负载功率因数，往往采
取补偿措施。最简单的方法是在电感性
负载两端并联电容器，这种方法称为并
联补偿。
PFC方案完全不同于传统的“功率因
实测表明，对于未采取PFC措施的电子
数补偿”，它是针对非正弦电流波形而
镇流器，仅三次谐波就达60％(以基波为100
采取的提高线路功率因数、迫使AC线路
％)，THD会超过电流基波，PF不超过0.6。
电流追踪电压波形的瞬时变化轨迹，并
线路功率因数过低和电流谐波含量过高，
使电流与电压保持同相位，使系统呈纯
不仅会对造成电能巨大浪费，而且会对电
电阻性的技术措施。
力系统产生严重污染，影响到整个电力系
长期以来，像开关型电源和电子镇流
统的电气环境，包括电力系统本身和广大
器等产品，都是采用桥式整流和大容量
用户。因此，IEC1000-3-2《家用电器及类
电容滤波电路来实现AC-DC转换的。由
似类电气设备发出的谐波电流限制》和
于滤波电容的充、放电作用，在其两端
IEC929(GB/T15144)《管形荧光灯交流电子
的直流电压出现略呈锯齿波的纹波。滤
镇流器的性能要求》等标准，都对AC线路
波电容上电压的最小值远非为零，与其
电流谐波作出了具体的限制要求。
最大值(纹波峰值)相差并不多。根据桥式
为提高线路功率因数，抑制电流波形失
整流二极管的单向导电性，只有在AC线
真，必须采用PFC措施。PFC分无源和有源
路电压瞬时值高于滤波电容上的电压
两种类型，目前流行的是有源PFC技术。
时，整流二极管才会因正向偏置而导通，
无源PFC电路
而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上
无源PFC电路不使用晶体管等有源器件，
而是由二极管、电阻、电容和电感等无源
元件组成。无源PFC电路有很多类型，其
中比较简单的无源PFC电路由三只二极管
和两只电容组成，如图2所示。这种无源
PFC电路的工作原理是：当50Hz的AC线路
电压按正弦规律由0向峰值V
m
变化的1/4
周期内(即在0 中二极管VD2和VD3导通(VD1和VD4截 止)，电流对电容C1并经二极管VD6对C2 充电。当V AC ，瞬时值达到V m ，因C1=C2， 故C1和C2上的电压相同，均为1/2V m ，当 AC线路电压从峰值开始下降时，电容C1 通过负载和二极管VD5迅速放电，并且下 降速率比AC电压按正弦规律下降快得多， 故直到AC电压瞬时值达到1/2V m 之前， VD2和VD3一直导通。当瞬时AC电压幅值 小于1/2V m 时，电容C2通过VD7和负载放 电。当AC输入电压瞬时值低于无源PFC电 路的DC总线电压时，VD2和VD3截止，AC 电流不能通过整流二极管，于是I AC 出现死 区。在AC电压的负半周开始后的一段时间 内，VD1和VD4不会马上导通。只有在AC 瞬时电压高于桥式整流输出端的DC电压 时，VD1和VD4才能因正向偏置而导通。 一旦VD1和VD4导通，C1和C2再次被 充电，于是出现与正半周类似的情况，得到 图3所示的AC线路输入电压V AC 和电流I AC 波 形。 从图3可以看出，采用无源PFC电路取代单 只电容滤波，整流二极管导通角明显增大(大 于120°)，AC输入电流波形会变得平滑一 些。在选择C1=C2=10µF/400V的情况下，线 路功率因数可达0.92~0.94，三次电流谐波仅约 12％，五次谐波约18％，总谐波失真THD约 28~30％。但是，这种低成本的无源PFC电路 的DC输出电压纹波较大，质量较差，数值偏 低(仅约240V)，电流谐波成份并不能完全达到 低畸变要求。当其应用于电子镇流器时，因其 DC输出电压脉动系数偏大，灯电流波峰比达2 以上，超出1.7的限制要求。欲提高无源PFC SG3561等。其中，L6560、KA7524/KA7526 的效果，电路则变得复杂，人们理所当然地会 和MC33261等，在国内直接可以采购，应用 比较广泛。这些器件全部采用8引脚DIP或SO 选择有源PFC方案。 封装，芯片电路组成大同小异，其基本组成 有源PFC升压变换器 有源PFC电路相当复杂，但半导体技术的 包括以电压误差放大器为中心的电压控制环 发展为该技术的应用奠定了基础。基于功率因 路和以一象限乘法器、电流感测比较器及零 数控制IC的有源PFC电路组成一个DC-DC升 电流检测器等构成的电流控制环路。图4示出 压变换器，这种PFC升压变换器被置于桥式整 了DCM升压型PFC控制IC的内部结构及由其 流器和一只高压输出电容之间，也称作有源 组成的预变换器电路。 PFC预调节器。有源PFC变换器后面跟随电子 这种PFC升压变换器的工作原理如下：当 镇流器的半桥逆变器或开关电源的DC-DC变 接通AC线路后，由于电容C1容值仅为 换器。有源PFC变换器之所以几乎全部采用升 0.1~0.22 µ F，只用作高频旁路，故桥式整流 压型式，主要是在输出功率一定时有较小的输 输出为100Hz的正弦半波脉动电压(V R )，亦即 出电流，从而可减小输出电容器的容量和体 AC半正矢。通过电阻R3的电流对电容C3充 积，同时也可减小升压电感元件的绕组线径。 电， PFC变换器有不同的分类方法。按通过升 当C3上的电压升至IC的启动门限(大多为11V 压电感元件电流的控制方式来分，主要有连续 左右)以上时，接通IC电源电压(V CC )，IC开始 导通模式(CCM)、不连续导通模式(DCM)及介 工作，并驱动PFC开关VT1动作。一旦PFC升 于CCM与DCM之间的临界或过渡导通模式 压变换器进入正常运行状态，升压电感器T1 (TCM)三种类型。不论是哪一种类型的PFC升 的次级绕组则感生高频脉冲信号，经二极管 压变换器，都要求其DC输出电压高于最高AC VD5整流和电容C3滤波，为IC提供工作电压 线路电压的峰值。在通用线路输入下，最高 和电流。桥式整流后的AC输入电压，经R1和 AC线路电压往往达270V，故PFC变换器输出 R2组成的电阻分压器分压，作为乘法器的一 DC电压至少是 380V(270V√2V)，通常都设置 个输入(V M1 )。升压变换器的DC输出电压，在 电阻分压器下部电阻R9上的分压信号，反馈 在400V的电平上。 工作在CCM的PFC变换器，输出功率达 到IC误差放大器的反相输入端，并与误差放 产生 500W以上乃至3kW,在DCM工作的PFC变换 大器同相输入端上的参考电压V REF 比较， 一个DC误差电压V EAO ，也输入到乘法器。乘 器，输出功率大多在60~250W，应用比较广泛， 法器的输出V MO 是两个输入(V M1 和V M2 )的结 故在此作重点介绍。 工作于DCM的有源PFC升压变换器控制IC 果，作为IC电流感测比较器的参考。当IC驱 有几十种型号，如ST公司生产的L6560、西门 动VT1导通时，升压二极管VD6截止，流过L 子公司生产的TDA4817/TDA4862、摩托罗拉 的电流从0沿斜坡线性增加，并全部通过VT1 公司生产的MC33261/MC34261、三星公司生 和地回复。一旦I L 在开关周期内达到峰值， VT1上的驱动PWM脉冲变为零电平，VT1截 产的KA7524/KA7526、硅通公司生产的 止，电感器L中的储能使VD6导通，通过L的 电流I L ，沿向下的斜坡下降。一旦I L 降为零， L的次级绕 组产生一个突变电势被IC的零电流检测器接 收，IC产生一个新的输出脉冲驱动VT1再次导 通，开始下一个开关周期。IC的电流检测逻辑 电路同时受零电流检测器和电流传感比较器 的控制，可确保在同一时刻IC只输出一种状态 的驱动信号。VT1源极串联电阻R7用作感测流 过VT1的电流。只要R7上的感测电压超过电流 传感比较器的触发门限电平，PFC开关VT1则 截止。当AC线路电压从零按正弦规律变化时， 乘法器输出V MO 为比较器建立的门限强迫通 过L的峰值电流跟踪AC电压的轨迹。在各个开 关周期内电感峰值电流形成的包迹波，正比于 AC输入电压的瞬时变化，呈正弦波波形。在 两个开关周期之间，有一个电流为零的点，但 没有死区时间，从而使AC电流通过桥式整流 二极管连续流动(二极管的导通角几乎等于 180°)，整流平均电流即为AC输人电流(为电 感峰值电流的1/2)，呈正弦波波形，且与AC 线路电压趋于同相位，因而线路功率因数几乎 为1(通常为0.98~0.995)，电流谐波含量符合 IEC1000-3-2标准的规定要求。与此同时，由 于PFC电压控制环路的作用，PFC变换器输出 经提升的稳压DC电压，纹波很大，频率为 100Hz，同样为正弦波。其控制原理与开关电
2024年3月12日发(作者：帖安阳)
功率因数校正(英文缩写是PFC)是
的电压时，整流二极管因反向偏置而截
目前比较流行的一个专业术语。PFC是在
止。也就是说，在AC线路电压的每个半周
20世纪80年代发展起来的一项新技术，
期内，只是在其峰值附近，二极管才会导
其背景源于离线开关电源的迅速发展和
通(导通角约为70°)。虽然AC输入电压仍
荧光灯交流电子镇流器的广泛应用。PFC
大体保持正弦波波形，
但AC输入电流却呈
电路的作用不仅仅是提高线路或系统的
高幅值的尖峰脉冲，如图l所示。这种严重
功率因数，更重要的是可以解决电磁干
失真的电流波形含有大量的谐波成份，引
扰(EMI)和电磁兼容(EMC)问题。
起线路功率因数严重下降。若AC输入电流
线路功率因数降低的原因及危害
基波与输入电压之间的位移角是Φ1，根
导致功率因数降低的原因有两个，一
据傅里叶分析，功率因数PF与电流总谐波
个是线路电压与电流之间的相位角中，
失真(度)THD之间存在下面关系：
另一个是电流或电压的波形失真。前一
个原因人们是比较熟悉的。而后者在电
工学等书籍中却从未涉及。
功率因数(PF)定义为有功功率(P)与
视在功率(S)之比值，即PF=P/S。对于线
路电压和电流均为正弦波波形并且二者
相位角Φ时，功率因数PF即为COSΦ。
由于很多家用电器(如排风扇、抽油烟机
等)和电气设备是既有电阻又有电抗的阻
抗负载，所以才会存在着电压与电流之
间的相位角Φ。这类电感性负载的功率
因数都较低(一般为0.5-0.6)，说明交流
(AC)电源设备的额定容量不能充分利
用，输出大量的无功功率，致使输电效
率降低。为提高负载功率因数，往往采
取补偿措施。最简单的方法是在电感性
负载两端并联电容器，这种方法称为并
联补偿。
PFC方案完全不同于传统的“功率因
实测表明，对于未采取PFC措施的电子
数补偿”，它是针对非正弦电流波形而
镇流器，仅三次谐波就达60％(以基波为100
采取的提高线路功率因数、迫使AC线路
％)，THD会超过电流基波，PF不超过0.6。
电流追踪电压波形的瞬时变化轨迹，并
线路功率因数过低和电流谐波含量过高，
使电流与电压保持同相位，使系统呈纯
不仅会对造成电能巨大浪费，而且会对电
电阻性的技术措施。
力系统产生严重污染，影响到整个电力系
长期以来，像开关型电源和电子镇流
统的电气环境，包括电力系统本身和广大
器等产品，都是采用桥式整流和大容量
用户。因此，IEC1000-3-2《家用电器及类
电容滤波电路来实现AC-DC转换的。由
似类电气设备发出的谐波电流限制》和
于滤波电容的充、放电作用，在其两端
IEC929(GB/T15144)《管形荧光灯交流电子
的直流电压出现略呈锯齿波的纹波。滤
镇流器的性能要求》等标准，都对AC线路
波电容上电压的最小值远非为零，与其
电流谐波作出了具体的限制要求。
最大值(纹波峰值)相差并不多。根据桥式
为提高线路功率因数，抑制电流波形失
整流二极管的单向导电性，只有在AC线
真，必须采用PFC措施。PFC分无源和有源
路电压瞬时值高于滤波电容上的电压
两种类型，目前流行的是有源PFC技术。
时，整流二极管才会因正向偏置而导通，
无源PFC电路
而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上
无源PFC电路不使用晶体管等有源器件，
而是由二极管、电阻、电容和电感等无源
元件组成。无源PFC电路有很多类型，其
中比较简单的无源PFC电路由三只二极管
和两只电容组成，如图2所示。这种无源
PFC电路的工作原理是：当50Hz的AC线路
电压按正弦规律由0向峰值V
m
变化的1/4
周期内(即在0 中二极管VD2和VD3导通(VD1和VD4截 止)，电流对电容C1并经二极管VD6对C2 充电。当V AC ，瞬时值达到V m ，因C1=C2， 故C1和C2上的电压相同，均为1/2V m ，当 AC线路电压从峰值开始下降时，电容C1 通过负载和二极管VD5迅速放电，并且下 降速率比AC电压按正弦规律下降快得多， 故直到AC电压瞬时值达到1/2V m 之前， VD2和VD3一直导通。当瞬时AC电压幅值 小于1/2V m 时，电容C2通过VD7和负载放 电。当AC输入电压瞬时值低于无源PFC电 路的DC总线电压时，VD2和VD3截止，AC 电流不能通过整流二极管，于是I AC 出现死 区。在AC电压的负半周开始后的一段时间 内，VD1和VD4不会马上导通。只有在AC 瞬时电压高于桥式整流输出端的DC电压 时，VD1和VD4才能因正向偏置而导通。 一旦VD1和VD4导通，C1和C2再次被 充电，于是出现与正半周类似的情况，得到 图3所示的AC线路输入电压V AC 和电流I AC 波 形。 从图3可以看出，采用无源PFC电路取代单 只电容滤波，整流二极管导通角明显增大(大 于120°)，AC输入电流波形会变得平滑一 些。在选择C1=C2=10µF/400V的情况下，线 路功率因数可达0.92~0.94，三次电流谐波仅约 12％，五次谐波约18％，总谐波失真THD约 28~30％。但是，这种低成本的无源PFC电路 的DC输出电压纹波较大，质量较差，数值偏 低(仅约240V)，电流谐波成份并不能完全达到 低畸变要求。当其应用于电子镇流器时，因其 DC输出电压脉动系数偏大，灯电流波峰比达2 以上，超出1.7的限制要求。欲提高无源PFC SG3561等。其中，L6560、KA7524/KA7526 的效果，电路则变得复杂，人们理所当然地会 和MC33261等，在国内直接可以采购，应用 比较广泛。这些器件全部采用8引脚DIP或SO 选择有源PFC方案。 封装，芯片电路组成大同小异，其基本组成 有源PFC升压变换器 有源PFC电路相当复杂，但半导体技术的 包括以电压误差放大器为中心的电压控制环 发展为该技术的应用奠定了基础。基于功率因 路和以一象限乘法器、电流感测比较器及零 数控制IC的有源PFC电路组成一个DC-DC升 电流检测器等构成的电流控制环路。图4示出 压变换器，这种PFC升压变换器被置于桥式整 了DCM升压型PFC控制IC的内部结构及由其 流器和一只高压输出电容之间，也称作有源 组成的预变换器电路。 PFC预调节器。有源PFC变换器后面跟随电子 这种PFC升压变换器的工作原理如下：当 镇流器的半桥逆变器或开关电源的DC-DC变 接通AC线路后，由于电容C1容值仅为 换器。有源PFC变换器之所以几乎全部采用升 0.1~0.22 µ F，只用作高频旁路，故桥式整流 压型式，主要是在输出功率一定时有较小的输 输出为100Hz的正弦半波脉动电压(V R )，亦即 出电流，从而可减小输出电容器的容量和体 AC半正矢。通过电阻R3的电流对电容C3充 积，同时也可减小升压电感元件的绕组线径。 电， PFC变换器有不同的分类方法。按通过升 当C3上的电压升至IC的启动门限(大多为11V 压电感元件电流的控制方式来分，主要有连续 左右)以上时，接通IC电源电压(V CC )，IC开始 导通模式(CCM)、不连续导通模式(DCM)及介 工作，并驱动PFC开关VT1动作。一旦PFC升 于CCM与DCM之间的临界或过渡导通模式 压变换器进入正常运行状态，升压电感器T1 (TCM)三种类型。不论是哪一种类型的PFC升 的次级绕组则感生高频脉冲信号，经二极管 压变换器，都要求其DC输出电压高于最高AC VD5整流和电容C3滤波，为IC提供工作电压 线路电压的峰值。在通用线路输入下，最高 和电流。桥式整流后的AC输入电压，经R1和 AC线路电压往往达270V，故PFC变换器输出 R2组成的电阻分压器分压，作为乘法器的一 DC电压至少是 380V(270V√2V)，通常都设置 个输入(V M1 )。升压变换器的DC输出电压，在 电阻分压器下部电阻R9上的分压信号，反馈 在400V的电平上。 工作在CCM的PFC变换器，输出功率达 到IC误差放大器的反相输入端，并与误差放 产生 500W以上乃至3kW,在DCM工作的PFC变换 大器同相输入端上的参考电压V REF 比较， 一个DC误差电压V EAO ，也输入到乘法器。乘 器，输出功率大多在60~250W，应用比较广泛， 法器的输出V MO 是两个输入(V M1 和V M2 )的结 故在此作重点介绍。 工作于DCM的有源PFC升压变换器控制IC 果，作为IC电流感测比较器的参考。当IC驱 有几十种型号，如ST公司生产的L6560、西门 动VT1导通时，升压二极管VD6截止，流过L 子公司生产的TDA4817/TDA4862、摩托罗拉 的电流从0沿斜坡线性增加，并全部通过VT1 公司生产的MC33261/MC34261、三星公司生 和地回复。一旦I L 在开关周期内达到峰值， VT1上的驱动PWM脉冲变为零电平，VT1截 产的KA7524/KA7526、硅通公司生产的 止，电感器L中的储能使VD6导通，通过L的 电流I L ，沿向下的斜坡下降。一旦I L 降为零， L的次级绕 组产生一个突变电势被IC的零电流检测器接 收，IC产生一个新的输出脉冲驱动VT1再次导 通，开始下一个开关周期。IC的电流检测逻辑 电路同时受零电流检测器和电流传感比较器 的控制，可确保在同一时刻IC只输出一种状态 的驱动信号。VT1源极串联电阻R7用作感测流 过VT1的电流。只要R7上的感测电压超过电流 传感比较器的触发门限电平，PFC开关VT1则 截止。当AC线路电压从零按正弦规律变化时， 乘法器输出V MO 为比较器建立的门限强迫通 过L的峰值电流跟踪AC电压的轨迹。在各个开 关周期内电感峰值电流形成的包迹波，正比于 AC输入电压的瞬时变化，呈正弦波波形。在 两个开关周期之间，有一个电流为零的点，但 没有死区时间，从而使AC电流通过桥式整流 二极管连续流动(二极管的导通角几乎等于 180°)，整流平均电流即为AC输人电流(为电 感峰值电流的1/2)，呈正弦波波形，且与AC 线路电压趋于同相位，因而线路功率因数几乎 为1(通常为0.98~0.995)，电流谐波含量符合 IEC1000-3-2标准的规定要求。与此同时，由 于PFC电压控制环路的作用，PFC变换器输出 经提升的稳压DC电压，纹波很大，频率为 100Hz，同样为正弦波。其控制原理与开关电