2024年4月29日发(作者：赫连绿柳)
(19)中华人民共和国国家知识产权局
(12)发明专利说明书
(21)申请号 CN98113213.8
(22)申请日 1998.05.13
(71)申请人 深圳市华为通信股份有限公司
地址 518054 广东省深圳市南山区南山大道深意工业大厦5层
(72)发明人 赵林冲
(74)专利代理机构 深圳睿智专利事务所
代理人 陈鸿荫
(51)
H02M3/04
权利要求说明书 说明书 幅图
(10)申请公布号 CN 1202759 A
(43)申请公布日 1998.12.23
(54)发明名称
用于电力变换的软开关电路拓扑
(57)摘要
用于电力变换的软开关电路拓朴方
法及构成,借助半导体功率开关及其控制逻
辑以及储能元件,来变换输入电力使之具有
所需电压、频率、相数或波形。它是在一
电流源I
法律状态
法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
权 利 要 求 说 明 书
1.用于电力变换的软开关电路拓扑方法，借助半导体功率开关及其控制逻辑，再适
当连接储能元件，来开关电力电路，变换输入电力使之具有所需电压、频率、相数
或波形，其特征在于：
在一电流源IO之后或之前，构筑并联的第一和第二开关支路，所述第
一支路包括功率开关SA1和小电感L1，两者串联连接，所述第二支路包括功率开
关SA2和小电感L2，二者同样串联连接，并且从该两支路相应的串联连接点p1
和p2分别通过二极管D1和D2引出电路；所述功率开关SA1和SA2按照各自的
控制逻辑交替导通和截止，使在每一开关周期TS中，开关SA1或SA2
有零电流开通，二极管D1或D2有软恢复关断，从而获得高效率的电力变换。
2.按照权利要求1所述的用于电力变换的软开关电路拓扑方法，其特征在于：所述
功率开关SA1和SA2是MOSFET(电力场效应晶体管)，或者是IGBT(绝缘栅双极
型晶体管)加上反并联的快恢复二极管。
3.按照权利要求1所述的用于电力变换的软开关电路拓扑方法，其特征在于：所述
二极管D1和D2是快恢复二极管。
4.用于电力变换的软开关电路拓扑构成，包括半导体开关器件及其控制电路，以及
储能电感、滤波电容，其特征在于：
在一电流源IO之后或之前并联连接两开关支路，其一由开关器件
VS1和小电感L1串联组成，另一由开关器件VS4和小电感
L2串联组成。从该两支路相应的串联连接点q1和q2又分别通过二极管
VD1和VD2引出电路；所述控制电路令开关器件
VS1和VS2交替导通和截止，从而在任一开关周期
TS内，器件VS1或VS2都是零电流开通，二
极管VD1或VD2则是软恢复关断。
5.按照权利要求4所述的用于电力变换的软开关电路拓扑构成，其特征在于：所述
并联连接的两开关支路在一电流源之后，该电流源包括输入电压源Ui
和主电感Lm、二者串联连接；两二极管VD3和
VD4的阳极分别连接该两支路相应的串联连接点q3和q4，所述两二极
管的阴极并联连接至滤波电容CO的正极，两开关器件VS3
和VS4未与小电感L3、L4串联的一端相互并联，并同电容
CO的负极相接，同时作为输入、输出端的公共线，构成升压型Boost
电路。
6.按照权利要求4所述的用于电力变换的软开关电路拓扑构成，其特征在于：所述
并联连接的两开关支路在一电流源之前，该电流源包括主电感Lm和输
出滤波电容CO，二者率联连接；两二极管VD5和
VD6的阴极分别连接该两支路相应的串联连接点q5和q6，所述两二极
管的阳极并联连接至滤波电容CO的负极，同时作为输入、输出端的公
共线，两开关器件VS5和VS6未与小电感L5、L6串联的
一端相互并联，接输入电压源Ui正端，构成降压型Buck电路。
7.按照权利要求4所述的用于电力变换的软开关电路拓扑构成，其特征在于：将
Boost电路和Buck电路揉合成为一个整体，就是，同时在主电感Lm
之前和之后分别并联连接两开关支路；在Lm之前的两支路，其一由开
关器件VS7和小电感L7串联组成，另一由开关器件VS8
和小电感L8串联组成，两二极管VD7和VD8的阴极分别
连接该两支路相应的串联连接点q7和q8，该两二极管的阳极并联连接至输入电压
源Ui负端，两开关器件VS7和VS8未与小电
感L7、L8连接的一端相互并联，接输入电压源Ui正端；
在Lm之后的两支路，其一由开关器件VS7′和小电感L7′
串联组成，另一由开关器件VS8′和小电感L8′串联组成，两二极管
VD7′和VD8′的阳极分别连接该两支路相应的串联连接点
q7′和q8′，该两二极管的阴极并联连接至输入电压源Ui正端，两开关
器件VS7′和VS8 ′未与小电感L7′、L8′连接的一墙相互并
联，接输入电压源Ui负端；所有各小电感L7、L8、L7′和L8′未与各自
的开关器件VS7、VS8、VS7′和
VS8′连接的一端全部并联，接主电感Lm，构成桥式电路
的一个臂。
8.按照权利要求5～7之一所述的用于电力变换的软开关电路拓扑构成，其特征在
于：所述开关器件VS3～VS8以及VS7′、
VS8′都是MOSFET(电力场效应晶体管)，或者是IGBT(绝缘栅双极型
晶体管)加上反并联的快恢复二极管。
9.按照权利要求5～7之一所述的用于电力变换的软开关电路拓扑构成，其特征在
于：所述二极管VD3～VD8以及VD7′、
VD8′都是超快恢复二极管。
说 明 书
本发明涉及电力静止变换的方法和电路，尤其涉及用于直流升压或降压的软开关电
路拓扑。
现有用于电力静止变换的技术，例如常规的Boost(升压型)电路，如图1所示，包
括电压源Ui、储能电感Lm、MOSFET(电力场效应晶体管)
开关器件VS、超快恢复二极管VD、输出滤波电容
CD和负载电阻RL。在图2上绘出了该电路的工作时序。
例如，在t＝t0时刻，开关器件VS导通，二极管
VD硬关断。由于二极管VD的载流子存储效应，造成它有
很大的反向恢复电流。在t＝t1时刻，二极管VD的电流
IVD反向恢复达到最大值IR，通过开关器件VS
的电流Id-s＝Ii+IR。正是这个很大的反向恢复
电流，使得二极管VD的关断损耗和开关器件VS的开通损
耗都很大，以致电路效率低下，只能达到η＝95.5％左右，EMI(电磁干扰)噪音也
很大。图2上t＝t2时刻，开关器件VS关断，储能电感
Lm的电流通过二极管VD向输出滤波电容CO
充电，磁场储能转变为电场储能。
本发明的目的在于避免上述现有技术的不足之处而提出一种具有更高电路效率和降
低EMI噪音的用于电力变换的软开关电路拓朴方法及其构成。本发明的目的可以
通过采用以下技术方案来实现；提出一种用于电力变换的软开关电路拓扑方法及其
构成，借助半导体功率开关及其控制逻辑，再适当连接储能元件，来开关电力电路，
变换输入电力使之具有所需电压、频率、相数或波形。这就是，在一电流源之后或
之前构筑并联的两开关支路，该两支路各自都包括功率开关和小电感，二者串联连
接，并且从它们相应的串联连接点分别通过二极管引出电路；所述两功率开关按照
各自的控制逻辑交替导通和截止，使在每一开关周期中功率开关有零电流开通，二
极管有软恢复关断，从而获得高效率电力变换。
附图的图面说明如下：图1是现有技术Boost电路的原理图；图2是所述Boost电
路工作时的电压、电流时序图：图3是本发明软开关电路拓扑方法及构成的原理图
之一；图4是本发明软开关电路拓扑方法及构成的原理图之二；图5是用本发明方
法构成的Boost电路原理图；图6是图5的Boost电路工作时序图；圆7是用本发
明方法构成的Buck电路原理图；图8是用本发明方法构成桥式电路一个臂的原理
图；图9是本发明用于PFC(功率因数校正)电路的一个最佳实施例具体电路图。
以下结合附图所示各最佳实施例作进一步详述；本发明提出的是一种用于电力变换
的软开关电路拓扑方法，借助半导体功率开关及其控制逻辑，再适当联接储能元件，
来开关电力电路，变换输入电力使之具有所需电压、频率、相数或波形。如图3、
图4所示，在一电流源IO之后或之前，构筑并联的第一和第二开关支
路，所述第一支路包括功率开关SA1和小电感L1，两者串联连接，所述第二支路
包括功率开关SA2和小电感L2，二者同样串联连接，并且从该两支路相应的串联
连接点p1和p2分别通过二极管D1和D2引出电路。所述功率开关SA1和SA2按
照各自的控制逻辑交替导通和截止，使在每一开关周期TS中，开关
SA1或SA2有零电流开通，二极管D1或D2有软恢复关断，从而获得高效率的电
力变换。这里所述功率开关SA1和SA2是MOSFET(电力场效应晶体管)，或者是
IGBT(绝缘栅双极型晶体管)加上反并联的快恢复二极管。所述二极管D1和D2是
快恢复二极管。本发明用于电力变换的软开关电路拓扑构成，包括半导体开关器件
及其控制电路，以及储能电感、滤波电容。参照图3、图4所示，在一电流源
IO之后或之前并联连接两开关支路，其一由开关器件VS1
和小电感L1串联组成，另一由开关器件VS2和小电感L2串联组成，
从该两支路相应的串联连接点q1和q2又分别通过二极管VD1和
VD2引出电路。所述控制电路令开关器件VS1和
VS2交替导通和截止，从而在任一开关周期TS内，器件
VS1或VS2都是零电流开通，二极管VD1或
VD2则是软恢复关断。利用本发明方法构成的升压型Boost电路，见
图5，其并联连接的两开关支路在一电流源之后，该电流源包括输入电压源
Ui和主电感Lm，二者串联连接。两二极管
VD3和VD4的阳极分别连接该两支路相应的串联连接点
q3和q4，所述两二极管的阴极并联连接至滤波电容CO的正极，两开
关器件VS3和VS4未与小电感L3、L4串联的一端相互并
联，并同电容CO的负极相接，同时作为输入、输出端的公共线。以上
所述开关器件VS1～VS4，以及下面要涉及的
VS5～VS8、VS7′和VS8′，都是
MOSFET，或者是IGBT加上反并联的快恢复二极管。所述二极管
VD1～VD4，连同下面要涉及的VD5～
VD8、VD7′和VD8′，都是超快恢复二极管。
图5Boost电路工作时电压和电流时序见图6。在t＝t0时刻，控制电路
令开关管VS3开通，输入电流Ii从小电感L4转移至L3流
入VS3管，因为L3内电流不能突变，从而实现开关管VS3
的零电流开通。又因为小电感L4的电流也不能突变，从而经L4和二极管
VD4流至负载的电流只能逐渐衰减，至t＝t1时刻实现二极
管VD4的软关断。在t＝t2时刻，控制电路令
VS3管关断，主电感Lm和小电感L3的磁场储能以连续电
流形式经二极管VD3向滤波电容CO充电。至t＝
t3时刻，控制电路又令开关管VS4开通，同样由于电感电
流不能突变，借助小电感L4和L3实现二极管VD3软关断和开关管
VS4零电流开通。至t＝t4时刻，二极管VD3
关断。至t＝t5时刻，VS4管关新，Lm和L4的
储能经二极管VD4向电容CO馈送。正是本发明的电路拓
扑和控制时序，令所述开关管VS3、VS4交替工作，从而
保证该两开关管零电流开通和二极管VD3、VD4软关断，
提高了电路效率，并显著降低EMI噪音。本发明的电路拓朴及其控制时序同样可
用于降压型Buck电路，见图7，并联连接的两开关支路在一电流源之前，该电流
源包括主电感Lm和输出滤波电容CO，二者串联连接；两
二极管VD5和VD6的阴极分别连接该两支路相应的串联
连接点q5和q6，所述两二极管的阳极并联连接至滤波电容CO的负极，
同时作为输入、输出端的公共线。两开关器件VS5和VS6
未与小电感L5、L6串联的一端相互并联，接输入电压源Ui正端。图8
展示本发明软开关电路拓朴用于桥式电路一个臂的具体构成。据此可完成高效率、
低噪音的交流频率变换、相数变换和可变极性的直流变换。所述一个臂的具体构成
是，将Boost电路和Buck电路揉合成为一个整体，就是，同时在主电感
Lm之前和之后分别并联连接两开关支路。在Lm之前的两
支路，其一由开关器件VS7和小电感L7串联组成，另一由开关器件
VS8和小电感L8串联组成，两二极管VD7和
VD8的阴极分别连接该两支路相应的串联连接点q7和q8，该两二极管
的阳极并联连接至输入电压源Ui负端，两开关器件VS7和
VS8未与小电感L7、L8连接的一端相互并联，接输入电压源
Ui正端。在Lm之后的两支路，其一由开关器件
VS7′和小电感L7′串联组成，另一由开关器件VS8′和小电
感L8′串联组成，两二极管VD7′和VD8′的阳极分别连接
该两支路相应的串联连接点q7′和q8′，该两二极管的阴极并联连接至输入电压源
Ui正端。两开关器件VS7′和VS8′未与小电感
L7′、L8′连接的一端相互并联，接输入电压源Ui负端。所有各小电感
L7、L8、L7′和L8′未与各自的开关器件VS7、VS8、
VS7′和VS8′连接的一端全部并联、接主电感
Lm。本发明的电路拓扑及其控制时序用于2千瓦PFC(功率因数校正)
电路的实例见图9，这是一个具有软开关电路拓扑的升压型Boost电路，其主电路
路径是，交流输入经EMI抑制网络1、整流桥2，变换为直流中间电压
Ui，再经主电感Lm和两条并联连接的开关支路，最后在
滤波电容CO上获得直流415伏输出。功能块4是该PFC电路的控制
电路，由它发出的控制脉冲经D触发器分频，再经两与门电路5和6变换为互相
错开的差拍信号，又经过驱动电路7和8，驱动主电路各MOSFET的栅极，令其
交替开通和截止。实验表明，本发明的这个最佳实施例已经取得较为满意的效果，
其电力变换效率高达97.0％，而现有技术如图1所示的Boost电路用于PFC电路，
只取得95.5％左右的效率。以下是本发明图9实施例所用元器件明细表：
标号或电路符号 元器件名称 型号或参数
VS 电力场效应晶体管 IXFH 20N60
Lm 主电感 500微亨
L 换能电感 10微亨
VD 快恢复二极管 DSEI 30-06A
CO 滤波电容 3×330微法
D D触发器 CD4013
5、6 “与”门电路 CD4081
同现有技术相比较，本发明的软开关电路拓扑具有更高的电力变换效率，而且还降
低了EMI噪音。
2024年4月29日发(作者：赫连绿柳)
(19)中华人民共和国国家知识产权局
(12)发明专利说明书
(21)申请号 CN98113213.8
(22)申请日 1998.05.13
(71)申请人 深圳市华为通信股份有限公司
地址 518054 广东省深圳市南山区南山大道深意工业大厦5层
(72)发明人 赵林冲
(74)专利代理机构 深圳睿智专利事务所
代理人 陈鸿荫
(51)
H02M3/04
权利要求说明书 说明书 幅图
(10)申请公布号 CN 1202759 A
(43)申请公布日 1998.12.23
(54)发明名称
用于电力变换的软开关电路拓扑
(57)摘要
用于电力变换的软开关电路拓朴方
法及构成,借助半导体功率开关及其控制逻
辑以及储能元件,来变换输入电力使之具有
所需电压、频率、相数或波形。它是在一
电流源I
法律状态
法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
权 利 要 求 说 明 书
1.用于电力变换的软开关电路拓扑方法，借助半导体功率开关及其控制逻辑，再适
当连接储能元件，来开关电力电路，变换输入电力使之具有所需电压、频率、相数
或波形，其特征在于：
在一电流源IO之后或之前，构筑并联的第一和第二开关支路，所述第
一支路包括功率开关SA1和小电感L1，两者串联连接，所述第二支路包括功率开
关SA2和小电感L2，二者同样串联连接，并且从该两支路相应的串联连接点p1
和p2分别通过二极管D1和D2引出电路；所述功率开关SA1和SA2按照各自的
控制逻辑交替导通和截止，使在每一开关周期TS中，开关SA1或SA2
有零电流开通，二极管D1或D2有软恢复关断，从而获得高效率的电力变换。
2.按照权利要求1所述的用于电力变换的软开关电路拓扑方法，其特征在于：所述
功率开关SA1和SA2是MOSFET(电力场效应晶体管)，或者是IGBT(绝缘栅双极
型晶体管)加上反并联的快恢复二极管。
3.按照权利要求1所述的用于电力变换的软开关电路拓扑方法，其特征在于：所述
二极管D1和D2是快恢复二极管。
4.用于电力变换的软开关电路拓扑构成，包括半导体开关器件及其控制电路，以及
储能电感、滤波电容，其特征在于：
在一电流源IO之后或之前并联连接两开关支路，其一由开关器件
VS1和小电感L1串联组成，另一由开关器件VS4和小电感
L2串联组成。从该两支路相应的串联连接点q1和q2又分别通过二极管
VD1和VD2引出电路；所述控制电路令开关器件
VS1和VS2交替导通和截止，从而在任一开关周期
TS内，器件VS1或VS2都是零电流开通，二
极管VD1或VD2则是软恢复关断。
5.按照权利要求4所述的用于电力变换的软开关电路拓扑构成，其特征在于：所述
并联连接的两开关支路在一电流源之后，该电流源包括输入电压源Ui
和主电感Lm、二者串联连接；两二极管VD3和
VD4的阳极分别连接该两支路相应的串联连接点q3和q4，所述两二极
管的阴极并联连接至滤波电容CO的正极，两开关器件VS3
和VS4未与小电感L3、L4串联的一端相互并联，并同电容
CO的负极相接，同时作为输入、输出端的公共线，构成升压型Boost
电路。
6.按照权利要求4所述的用于电力变换的软开关电路拓扑构成，其特征在于：所述
并联连接的两开关支路在一电流源之前，该电流源包括主电感Lm和输
出滤波电容CO，二者率联连接；两二极管VD5和
VD6的阴极分别连接该两支路相应的串联连接点q5和q6，所述两二极
管的阳极并联连接至滤波电容CO的负极，同时作为输入、输出端的公
共线，两开关器件VS5和VS6未与小电感L5、L6串联的
一端相互并联，接输入电压源Ui正端，构成降压型Buck电路。
7.按照权利要求4所述的用于电力变换的软开关电路拓扑构成，其特征在于：将
Boost电路和Buck电路揉合成为一个整体，就是，同时在主电感Lm
之前和之后分别并联连接两开关支路；在Lm之前的两支路，其一由开
关器件VS7和小电感L7串联组成，另一由开关器件VS8
和小电感L8串联组成，两二极管VD7和VD8的阴极分别
连接该两支路相应的串联连接点q7和q8，该两二极管的阳极并联连接至输入电压
源Ui负端，两开关器件VS7和VS8未与小电
感L7、L8连接的一端相互并联，接输入电压源Ui正端；
在Lm之后的两支路，其一由开关器件VS7′和小电感L7′
串联组成，另一由开关器件VS8′和小电感L8′串联组成，两二极管
VD7′和VD8′的阳极分别连接该两支路相应的串联连接点
q7′和q8′，该两二极管的阴极并联连接至输入电压源Ui正端，两开关
器件VS7′和VS8 ′未与小电感L7′、L8′连接的一墙相互并
联，接输入电压源Ui负端；所有各小电感L7、L8、L7′和L8′未与各自
的开关器件VS7、VS8、VS7′和
VS8′连接的一端全部并联，接主电感Lm，构成桥式电路
的一个臂。
8.按照权利要求5～7之一所述的用于电力变换的软开关电路拓扑构成，其特征在
于：所述开关器件VS3～VS8以及VS7′、
VS8′都是MOSFET(电力场效应晶体管)，或者是IGBT(绝缘栅双极型
晶体管)加上反并联的快恢复二极管。
9.按照权利要求5～7之一所述的用于电力变换的软开关电路拓扑构成，其特征在
于：所述二极管VD3～VD8以及VD7′、
VD8′都是超快恢复二极管。
说 明 书
本发明涉及电力静止变换的方法和电路，尤其涉及用于直流升压或降压的软开关电
路拓扑。
现有用于电力静止变换的技术，例如常规的Boost(升压型)电路，如图1所示，包
括电压源Ui、储能电感Lm、MOSFET(电力场效应晶体管)
开关器件VS、超快恢复二极管VD、输出滤波电容
CD和负载电阻RL。在图2上绘出了该电路的工作时序。
例如，在t＝t0时刻，开关器件VS导通，二极管
VD硬关断。由于二极管VD的载流子存储效应，造成它有
很大的反向恢复电流。在t＝t1时刻，二极管VD的电流
IVD反向恢复达到最大值IR，通过开关器件VS
的电流Id-s＝Ii+IR。正是这个很大的反向恢复
电流，使得二极管VD的关断损耗和开关器件VS的开通损
耗都很大，以致电路效率低下，只能达到η＝95.5％左右，EMI(电磁干扰)噪音也
很大。图2上t＝t2时刻，开关器件VS关断，储能电感
Lm的电流通过二极管VD向输出滤波电容CO
充电，磁场储能转变为电场储能。
本发明的目的在于避免上述现有技术的不足之处而提出一种具有更高电路效率和降
低EMI噪音的用于电力变换的软开关电路拓朴方法及其构成。本发明的目的可以
通过采用以下技术方案来实现；提出一种用于电力变换的软开关电路拓扑方法及其
构成，借助半导体功率开关及其控制逻辑，再适当连接储能元件，来开关电力电路，
变换输入电力使之具有所需电压、频率、相数或波形。这就是，在一电流源之后或
之前构筑并联的两开关支路，该两支路各自都包括功率开关和小电感，二者串联连
接，并且从它们相应的串联连接点分别通过二极管引出电路；所述两功率开关按照
各自的控制逻辑交替导通和截止，使在每一开关周期中功率开关有零电流开通，二
极管有软恢复关断，从而获得高效率电力变换。
附图的图面说明如下：图1是现有技术Boost电路的原理图；图2是所述Boost电
路工作时的电压、电流时序图：图3是本发明软开关电路拓扑方法及构成的原理图
之一；图4是本发明软开关电路拓扑方法及构成的原理图之二；图5是用本发明方
法构成的Boost电路原理图；图6是图5的Boost电路工作时序图；圆7是用本发
明方法构成的Buck电路原理图；图8是用本发明方法构成桥式电路一个臂的原理
图；图9是本发明用于PFC(功率因数校正)电路的一个最佳实施例具体电路图。
以下结合附图所示各最佳实施例作进一步详述；本发明提出的是一种用于电力变换
的软开关电路拓扑方法，借助半导体功率开关及其控制逻辑，再适当联接储能元件，
来开关电力电路，变换输入电力使之具有所需电压、频率、相数或波形。如图3、
图4所示，在一电流源IO之后或之前，构筑并联的第一和第二开关支
路，所述第一支路包括功率开关SA1和小电感L1，两者串联连接，所述第二支路
包括功率开关SA2和小电感L2，二者同样串联连接，并且从该两支路相应的串联
连接点p1和p2分别通过二极管D1和D2引出电路。所述功率开关SA1和SA2按
照各自的控制逻辑交替导通和截止，使在每一开关周期TS中，开关
SA1或SA2有零电流开通，二极管D1或D2有软恢复关断，从而获得高效率的电
力变换。这里所述功率开关SA1和SA2是MOSFET(电力场效应晶体管)，或者是
IGBT(绝缘栅双极型晶体管)加上反并联的快恢复二极管。所述二极管D1和D2是
快恢复二极管。本发明用于电力变换的软开关电路拓扑构成，包括半导体开关器件
及其控制电路，以及储能电感、滤波电容。参照图3、图4所示，在一电流源
IO之后或之前并联连接两开关支路，其一由开关器件VS1
和小电感L1串联组成，另一由开关器件VS2和小电感L2串联组成，
从该两支路相应的串联连接点q1和q2又分别通过二极管VD1和
VD2引出电路。所述控制电路令开关器件VS1和
VS2交替导通和截止，从而在任一开关周期TS内，器件
VS1或VS2都是零电流开通，二极管VD1或
VD2则是软恢复关断。利用本发明方法构成的升压型Boost电路，见
图5，其并联连接的两开关支路在一电流源之后，该电流源包括输入电压源
Ui和主电感Lm，二者串联连接。两二极管
VD3和VD4的阳极分别连接该两支路相应的串联连接点
q3和q4，所述两二极管的阴极并联连接至滤波电容CO的正极，两开
关器件VS3和VS4未与小电感L3、L4串联的一端相互并
联，并同电容CO的负极相接，同时作为输入、输出端的公共线。以上
所述开关器件VS1～VS4，以及下面要涉及的
VS5～VS8、VS7′和VS8′，都是
MOSFET，或者是IGBT加上反并联的快恢复二极管。所述二极管
VD1～VD4，连同下面要涉及的VD5～
VD8、VD7′和VD8′，都是超快恢复二极管。
图5Boost电路工作时电压和电流时序见图6。在t＝t0时刻，控制电路
令开关管VS3开通，输入电流Ii从小电感L4转移至L3流
入VS3管，因为L3内电流不能突变，从而实现开关管VS3
的零电流开通。又因为小电感L4的电流也不能突变，从而经L4和二极管
VD4流至负载的电流只能逐渐衰减，至t＝t1时刻实现二极
管VD4的软关断。在t＝t2时刻，控制电路令
VS3管关断，主电感Lm和小电感L3的磁场储能以连续电
流形式经二极管VD3向滤波电容CO充电。至t＝
t3时刻，控制电路又令开关管VS4开通，同样由于电感电
流不能突变，借助小电感L4和L3实现二极管VD3软关断和开关管
VS4零电流开通。至t＝t4时刻，二极管VD3
关断。至t＝t5时刻，VS4管关新，Lm和L4的
储能经二极管VD4向电容CO馈送。正是本发明的电路拓
扑和控制时序，令所述开关管VS3、VS4交替工作，从而
保证该两开关管零电流开通和二极管VD3、VD4软关断，
提高了电路效率，并显著降低EMI噪音。本发明的电路拓朴及其控制时序同样可
用于降压型Buck电路，见图7，并联连接的两开关支路在一电流源之前，该电流
源包括主电感Lm和输出滤波电容CO，二者串联连接；两
二极管VD5和VD6的阴极分别连接该两支路相应的串联
连接点q5和q6，所述两二极管的阳极并联连接至滤波电容CO的负极，
同时作为输入、输出端的公共线。两开关器件VS5和VS6
未与小电感L5、L6串联的一端相互并联，接输入电压源Ui正端。图8
展示本发明软开关电路拓朴用于桥式电路一个臂的具体构成。据此可完成高效率、
低噪音的交流频率变换、相数变换和可变极性的直流变换。所述一个臂的具体构成
是，将Boost电路和Buck电路揉合成为一个整体，就是，同时在主电感
Lm之前和之后分别并联连接两开关支路。在Lm之前的两
支路，其一由开关器件VS7和小电感L7串联组成，另一由开关器件
VS8和小电感L8串联组成，两二极管VD7和
VD8的阴极分别连接该两支路相应的串联连接点q7和q8，该两二极管
的阳极并联连接至输入电压源Ui负端，两开关器件VS7和
VS8未与小电感L7、L8连接的一端相互并联，接输入电压源
Ui正端。在Lm之后的两支路，其一由开关器件
VS7′和小电感L7′串联组成，另一由开关器件VS8′和小电
感L8′串联组成，两二极管VD7′和VD8′的阳极分别连接
该两支路相应的串联连接点q7′和q8′，该两二极管的阴极并联连接至输入电压源
Ui正端。两开关器件VS7′和VS8′未与小电感
L7′、L8′连接的一端相互并联，接输入电压源Ui负端。所有各小电感
L7、L8、L7′和L8′未与各自的开关器件VS7、VS8、
VS7′和VS8′连接的一端全部并联、接主电感
Lm。本发明的电路拓扑及其控制时序用于2千瓦PFC(功率因数校正)
电路的实例见图9，这是一个具有软开关电路拓扑的升压型Boost电路，其主电路
路径是，交流输入经EMI抑制网络1、整流桥2，变换为直流中间电压
Ui，再经主电感Lm和两条并联连接的开关支路，最后在
滤波电容CO上获得直流415伏输出。功能块4是该PFC电路的控制
电路，由它发出的控制脉冲经D触发器分频，再经两与门电路5和6变换为互相
错开的差拍信号，又经过驱动电路7和8，驱动主电路各MOSFET的栅极，令其
交替开通和截止。实验表明，本发明的这个最佳实施例已经取得较为满意的效果，
其电力变换效率高达97.0％，而现有技术如图1所示的Boost电路用于PFC电路，
只取得95.5％左右的效率。以下是本发明图9实施例所用元器件明细表：
标号或电路符号 元器件名称 型号或参数
VS 电力场效应晶体管 IXFH 20N60
Lm 主电感 500微亨
L 换能电感 10微亨
VD 快恢复二极管 DSEI 30-06A
CO 滤波电容 3×330微法
D D触发器 CD4013
5、6 “与”门电路 CD4081
同现有技术相比较，本发明的软开关电路拓扑具有更高的电力变换效率，而且还降
低了EMI噪音。