2024年5月11日发(作者：么志强)
第一章 高频电路基本常识 第一部分
为何要学习高频电路的知识
电子电路可以分为模拟电路与数字电路，而模拟电路又可以分类为低频率电路与高频电路。
一般的电子技术人员，首先尝试设计或制作的，大多以数位电路或低频率电路为主，此较少从高频电路开始的。其主要原因
是，高频电路较难去理解，往往所制作出的电路无法如预期的设计目标动作。
但是，如果忽略了高频电路的基本常识，也可能使所设计出的数位电路或低频率电路不能成为最适当，甚至於可能会造成动
作的不稳定。
相反地，如果能够熟悉高频电路，也可以提高数位电路或低频率电路的设计水准。近些年，无论是数位电路或以直流为主的
测试仪器电路，对於处理系要求高速化，结果也使得高频电路的基本常识相当重要。
低频率电路与高频电路的区别
为了了解高频电路的特征，在此，对低频率电路与高频电路作一此较。如下图1所示的为低频率电路与高频电路的此较。图
（a）为低频率电路，图(b)为高频电路。首先，说明信号的流通。由於在低频率电路的信号其波长较长，一般可以忽略时间因素。
因此，振荡器的输出端舆放大器的输入端可视为同一信号。也即是，在低频率电路中的信号流通如箭头的方向所示，成为闭回路，
此也称的为集中常数的考虑方法。而在高频电路中，由於波长较短，不可以忽略时间的要素。在同一时间的振荡器输出端，中途
的电缆线上，放大器的输入端的信号就非同一信号，也就是说信号像电波一样传输着，这种考虑电路问题的方法称为分布常数。
一般地，在集中常数电路中的低频电路中，对於电缆线的限制较少，可以使用一般的隔离线，重视杂讯兴频率特性。而在分
布常数电路中的高频电路中，为了不使信号发生传送路径上的失真，使用同轴电缆线，重视特性阻抗。
在放大器的输出端所连接的负载如下：
图1-(a)低频电路
图(a)低频率电路为定电压驱动……即使负载阻抗有变化，输出电
压也一定，放大器的输出阻抗Zo舆负载的阻抗ZL的关系为
Zo 图1-(b)高频电路 图b高频电路为功率驱动……信号的单位为功率，从负载能够取 出的最有效功率为在Zo=ZL状态下，也即是在阻抗匹配 ( Impendance matting)状态下。因此，低频率电路与高频的电路 分析的考虑方法方法下一样。 集中常数电路与分布常数电路 右图所示的为以传送路线为例子，说明集中常 数电路的分析方法与分布常数电路的分析方法。 实际上，无论任何低频/高频电路，也都存在有电 阻R，电容器C，线圈L。可是，如图(a)所示，在 传送路径很短的情况下，或者在低频率信号的场台， 可以忽略R，L，C的存在，当做集中常数处理。如 此，可以使电路分析简单化。 而在图(b)的场合，在传送路径较长，或者在高 频信号的场合，不可以忽略R，L，C的存在。随着 时间的经过，信号在传送路径(路线)上，会以①→② →③的情况前进。 高频电路的基本常识 第二部分 高频信号傅送分析 为了了解信号的传送，可以以图3的实验说明。使用长度为30m的同轴电檀线，在电缆综的左端连接脉冲发生器，在右端连 接50Ω的终端负载。在此一状态下，产生脉冲宽度为0.1μs=100ns的单次脉冲。 图3 脉冲信号传送实验(使用30m的同轴电缆做为实验。由信号源发射脉波宽幅为lOOns(10MHz)的单次脉波冲) 照片29所示的是以示彼器的ch A(上方)连接脉波发生器，以ch B(下方)连接负载端做为观测。由波形中可以发现ch A的脉波 发生器端舆ch B的负载端亩产生时间上的差距。 照片29 在同轴电缆上传送脉冲波的情形(5V/div，100ns/div)(图 3的实验结果，由脉波发生器所发射的脉波，经由同轴电缆传送 到负载端子此时会在同轴电缆线上产生传送时间的延迟。在空间 的电波传播速度为光速，但是，在同轴电缆线内的傅播速度要乘 以速度系敷(ÿ=0.62) 之所以会产生此一时间差的原因，可以用图4所示的电缆线内的信号传送原理来解释。在图(a)中，在脉波产生的同时，於同轴 电缆线内会产生电缆面发生了电场，此後，电荷住负载端移动而产生电流，因而会发生磁场。 也即是，随着时间的经过，信号会以(a)→(b)→(c)的情况前进。这种情况与连续波的高频信号传送相同。 双重电波……前进波舆反射波的产生 高频信号以电波形式在电缆线内传播，很快就到达电缆线的终端。在电缆线终端所连接的负载，会将所传送来的高频能量消耗。 此时，假设传送电缆线的阻抗为Z，终端负载的阻抗为ZL。而在Z不等于ZL，也即是在阻抗没有匹配的状态下，无法将高频 能量完全消耗，所剩下的能量成分会返回至信号源端。 因此，在传送电缆线上，除了有从信号源传送至负栽的前进波以外，还有从负载端返回至信号源的反射波存在。关於反射波的 存在，可以使用图3的电路实验。 照片30所示的为观察结果。照片(a)为终端负载ZL=50Ω，也即是在阻抗匹配的情况下，所得到的波形。由於前进波的能量会 在终端负载消耗掉，因此，不会产生反射波。照片(b)为将终端负载取开，成为开路状态下的情形，照片(c)为将终端短路成为非匹 配状态下的情形。由於前进波的能量没有在终端负载消耗掉，因此，会有反射波产生。 照片30 前进波与反射波的情形(5V/diV，lOOns/div)(为了观测反 射波，发射单次脉冲，在ZL=50Ω的阻抗匹配状态下，不会发生 反射波。 如果将负载开路，前进波会维持原状反射。在同轴电缆线30m 上的往返时间只花了约0.3μS。 如果将负载短路，前进波会反相而反射。反射波的相位在 ZL<50Ω时，会反转。) (a)阻抗匹配良好 (c)将负载端短路 (b)负载端开路 前进波+反射波……驻波的产生 如图6所示，将高频信号利用传送电缆线传送。如果将终端负载设为开路时，由於前进波会在负载端反射，因此在电缆线上同 时存在有前进波与反射波。此时，将前进波与反射波合成，便会在电缆线上产生电压波形，此一电压波形与时间无关，在同一位 置发生，因此称其为驻波(Standing wave)。前进波(进行波)与反射波的关系可以用反射系数表示。其关系如下： =反射波的振 幅/前进波的振幅，又 =(ZL-Z)/(ZL+Z) 图6 驻波产生分析(前进波与反射波在传送路径上合成後便成为 驻波，此驻波与时间无关永远维持一定的波形) =反射波的振幅/ 前进波的振幅，或者 =(ZL-Z)/(ZL+Z) 另外，在传送路径上所形成电压的最大值Vmax与最小值Vmin 之比，虽然称为电压驻波此VSWR，但一般的情况仅以驻波此 SWR替代。SWR可以用以下式子表示。 SWR=Vmax/Vmin或SWR=（1+︱ ︱）/（1-︱︱） 高频电路基本常识 第三部分 如何降低传输过程中的高频功率损耗--阻抗匹配 高频信号所使用的机器或电缆线，都有其固有的阻抗，一般的机器阻抗为50Ω或75Ω。各高频机器间连接时，为了有效率地 传送功率，需要阻抗匹配良好，俗称“阻抗匹配”。 图7所示的为阻抗匹配与功率的关系。 在圆(a)的电路中，假设传送方的输出阻抗为r，负载方的阻抗为R，则供应至负载的功率P为 在此，令r=50Ω，改变R值而求功率P，会得到如图(b)所示的图形。 由此，可以看出在R=r时，所供应的功率P为最大，此称为阻抗匹配。 信号的大小表示分贝[dB] 关於放大率、增益与信号的大小，一般均用用分贝[dB]表示。表示方法如表1所示有3种方法。高频电路的增益是指功率增益。(注： 国内“常用对数”表示为lg，也即log 10 X；原文为log，现保留，下同。) ▲相对位准用dB表示 对於放大器的放大率或电阻的衰减度而言，为一种相对的表示方法，此时可以用输人为基准，表示输出的大小。功率放大率Gp， 可以表示如下。 Gp=10㏒(Po/Pi)[dB] ▲绝对位准用dBm表示 以lmW为基准的表示方法。也即是以Pm=lmW为基准值，例如，P=100mW时，用dBm可以表示如下。 Gm=10 ㏒(P/Pm)=10log100=20dBm ▲绝对位准用dBμ表示 以1μV为基准的表示方法。也即是以Vp=1μV为基准值。例如，V=1V时，用dBμ可以表示如下。 Gv=20㏒(V/Vμ)=20㏒10 6 =120dBμ 对於高频电路的测试，可以使用如图8所示的标准信号发生器SSG(Standard Signal Generator)做为信号源，此一SSG的输出常 用dBm与dBμ表示。 此处，dBm为功率的输出表示。也即是，SSG的输出在连按ZL=50Ω负载并取得阻抗匹配状态下的输出值。 而dBμ为SSG的输出端子为开路状态下的输出电压值。因此，如果在输出端连接ZL=50Ω的负载时，实际的输出值比此SSG的 表达值小6dB。 图8 SSG的输出位准(对於SSG的轮出位准可以用dBm或dBμ表示。此时dBm为SSG在阻抗匹配状态下的输出值，而dBμ为 输出开路状态下的输出值。) 关於dBμ与dBm ▲dBμ是以1μV为基准的电压表示。 例如，1mV可以用60dBμ表示。 又，SSG的输出位准是在无负载情况下的表示值。 ▲dBm为1mW为基准的电功率表示。 例如，0.01mW可以用-20dBm表示。 又，SSG的输出位准为在额定负载情况下的表示值。 （数字信号及其频谱） 第二章 高频放大器设计与制作 2-1 高频信号放大器所应具备的特征 放大电路可以说是模拟信号处理电路的基本单元，尤其对高频接收机与发射机而言。在接收机里，放大电路要将从天线所输入 的µV单位的小信号加以放大，在发射机方面，功率放大电路也要将信号放大至以W为单位的信号级别。 在本章中，将依次分析小信号高频放大器，宽频带放大器，功率放大器等3种不同类型的放大电路。 2-1 在高频放大电路所要求的特性 对於所使用的频带的功率增益要高 在直流放大和低频放大电路中，增益(Gain)一般是指电压增益；而在高频率电路中，增益一般常用功率增益来表示。 例如，在图2-1所示的电路中，由天线所输入的信号为-30dBm(0.001mW)，当高频放大器的功率增益为25dB时，输出信号变 成为-5dBm。 图2-1 高频电路的增益为功率增益(在高频放大器中，一般是以每级功率增益限制在20~30dB的程度来设计。如图若输入信号为 -30dBm，增益为25dB时，放大後的信号成为-5dBm。) 产生的杂讯要很小 S/N称为信噪比，常用于表示信号的品质，反映具体信号中有用信号和杂讯的比率。 如图2-2所示，由於放大器在放大信号的同时，内部本身也会产生杂讯，故信号在输出端较之输入端的S/N值要小，品质会变差。 对於由於放大而造成信号S/N变化，可以用杂讯指数NF表示。理想放大器的NF为0dB。 图2-3所示的为改善NF的例子，在杂讯指数为8dB的接收机，连接前置放大器(pre-amplifier)的高频放大器。此时的前置放大器 的NF为2dB，功率增益为25dB。因此，连接前置放大器後的NF可以用以下公式表示。 将数值代人此公式，可以得到连接前置放大器後的NF成为 NF=10log[1.58+(6.3-1)/316]=2.03dB 由此可以看出，加入前置放大器，可以改善全体的NF，而得到高增益，低杂讯的放大器。 图2-2放大器的杂讯指数NF(S/N为表示信号品质的值。在高频放大器中，由於放大器内部会产生杂讯，导致S/N恶化。利用 杂讯指数NF，可以分析由於内部杂讯而使S/N降低的情况。内部没有杂讯的放大器称为理想放大器，其NF为0dB。) 图2-3 改善杂讯指数NF 截取点(IP：intercept point)要高 高频放大电路的输入信号有很多复杂成分，尤其是 在高频放大电路的选择性在不很高时，更有可能输入 多种成分的输入信号。 因此，在高频放大电路中，由於多种成分的信号间 会互相干扰而产生多余的信号。另外，由於放大电路 的非直线部分也会产生高谐波，这些信号互调，也会 产生多余的信号。 由于以上情况的存在，所产生的信号成为对於接收 机造成干扰的假像(SpuriOtIS)成分、高谐波成分等杂 讯。在这里，把影响最严重的3次互调失真成分与信 号进行比较，这以比较可以用截取点(Intercept Point) 表示。 图2-4所示的为截取点的方法。在图上的信号电平 与3次相互调变失真的电平相等的点，称为截取点。 由於实际的放大器电平已达饱和，因此用虚线所示的 假想延长线来求出截取点。 图2-4 截取点(在高频放大电路中，目的信号以外 的干扰信号成分称为假像成分，假像成分中，最构 成问题的是第3次互调失真。基本信号与第3次互 调失真泣准为相同的点，称的为截取点。) 小结：在实际的高频放大电路设计中，最重要的是要针对以上三点来展开设计，这很重要。 第三章高频振荡电路的设计与制作 将电气信号变化而产生波形的电路称为振荡电路。在接收机中的局部振荡电路，或者传送机中的载波信号产生器者需要使用振 荡电路。 在此准备介绍的是在高频领域中所使用的振荡电路。 3-1 振荡电路的概要 振荡电路的分类 将振荡电路从低频率到高频率可以分类如下表1所示。 表1 振荡电路的分类 （在实验之前，将振荡电路先分类，较容易理解。此表按根据决定振荡频率的元件与电路形式分类。） 其中的RC振荡电路是由电阻与电容所形成的调谐电路，因此，无法产生高谐波，不适合高频振荡电路。高频振荡电路一般 使用LC振荡电路，也即固态振荡电路。 本章将经由这些高频率振荡电路的设计、制作，而了解其工作原理与过程。 振荡电路的工作原理 图1所示的为振荡电路的工作原理说明。 振荡条件为 （1）回授的信号Vf与输入信号为同相。 （2）经过闭回路后，信号会增大，也即Aβ>1。 图1 振荡电路的原理 （由此一方框图可以知道发生振荡的原因是同一信号经过放大电路与正回授电路而产生的） 首先，将电源加在振荡电路上，在电源或振荡电路内发生微小的杂讯。此一杂讯经过放大电路放大，成为输出信号。然后， 此一输出信号的一部分经过回授电路再输入放大，便形成振荡信号。 在此，如果Vf的相位与输入信号Vi为同相，信号便会在闭回路内旋转，此为持续振荡的条件之一。另外，在回授电路中， 如果具有选择频率的功能，便能够只针对特定的频率回授。 将以上的工作过程整理后整理，其动作为放大器输出—回授电路—放大器输入—放大器输出———... 如果要满足振荡持续，其条件为： (1)由反馈电路所反馈的信号与输入信号为同相……正反馈。 (2)经过闭回路后，信号逐渐增大……Aβ>1。 振荡电路由于所使用的反馈电路不同，而可以分为许多种类。 振荡电路的特性 在设计振荡电路时，必须注意以下的特性。 ▲频率稳定度 振荡电路特性的良否，是由频率稳定度决定的，此为振荡器的重要特性。关于频率的变动可以用以下数值表示之。 频率：经过时间的变动 电源ON后，随着时间的经过，所产生的频率变动。特别是，在热机(warm-up)时的变动最大。 频率温度系数 相对于温度变化时的频率变动，用ppm/℃表示。 频率：电源电压变动 电源电压变化时的频率变动，用%/V表示。 ▲输出位准的稳定度 相对于时间，温度，电源电压的输出位准稳定度。 ▲振荡波形失真 此为正弦波输出的失真率表示。如果为纯粹的正弦波时，失真率成为零。 在高频率振荡电路中，除了上述特性以外，尚要考虑到在设计时的频率可变范围以及振荡频率范围。 第四章 PLL电路的设计与制作 在通信机等所使用的振荡电路，其所要求的频率范围要广，且频率的稳定度要高。 在上章中所介绍的LC振荡电路的频率变化为改变电感值或电容值，为了达到振荡频率的稳定，除了电路的构成要注意以外，且必 须选择最适当的零件。 但是，无论多好的LC振荡电路，其频率的稳定度，都无法与晶体振荡电路比较。但是，晶体振荡器除了可以使用数字电路分 频以外，其频率几乎无法改变。 如果采用PLL(相位锁栓回路，PhaseLockedLoop)技术，除了可以得到较广的振荡频率范围以外，其频率的稳定度也很高。此 一技术常使用于收音机，电视机的调谐电路上，以及CD唱盘上的电路。 4-1PLL电路的基本构成 PLL电路的概要 图1所示的为PLL电路的基本方块图。此所使用的基准信号为稳定度很高的晶体振荡电路信号。 此一电路的中心为相位此较器。相位比较器可以将基准信号与VCO (Voltage Controlled Oscillator……电压控制振荡器)的相位 比较。如果此两个信号之间有相位差存在时，便会产生相位误差信号输出。 (将VCO的振荡频率与基准频率比较，利用反馈电路的控制，使两者的频率为一致。) 利用此一误差信号，可以控制VCO的振荡频率，使VCO的相位与基准信号的相位(也即是频率)成为一致。 PLL的构成 PLL可以使高频率振荡器的频率与基准频率的整数倍的频率相一致。由于，基准振荡器大多为使用晶体振荡器，因此，高频率 振荡器的频率稳定度可以与晶体振荡器相比美。 只要是基准频率的整数倍，便可以得到各种频率的输出。 从图1的PLL基本构成中，可以知道其是由VCO，相位比较器，基准频率振荡器，回路滤波器所构成。在此，假设基准振荡 器的频率为fr，VCO的频率为fo。 在此一电路中，假设fr>fo时，也即是VC0的振荡频率fo比fr低时。此时的相位比较器的输出PD会如图2所示，产生正脉 波信号，使VCO的振荡器频率提高。相反地，如果fr (此为利用脉波的边缘做二个信号的比较。如果有相位差存在时，便会产生正或负的脉波输出。) 此一PD脉波信号经过回路滤波器(LoopFilter)的积分，便可以得到直流电压VR，可以控制VCO电路。 由于控制电压vr的变化，VCO振荡频率会提高。结果使得fr=f。在f与f的相位成为一致时，PD端子会成为高阻抗状态，使 PLL被锁栓(Lock)。 相位比较器的工作原理 此所说明的相位比较器为相位．频率比较器(PFC：Phase-Frequency Comparator)之型式，后述之LSI MC145163P便内藏 有此一电路。 此一型式的相位此较器并非只做相位的比较，也即是，并非只做 率比较器工作原理。 所谓相位差利时△与时间t的关系为 在只做相位检出的场合，例如，可能分辨不出是延迟300°或前进60°。可是，在相位-频率比较器中，如果fr>fo则被视为是相 位延迟。 回路滤波器的选择方法 回路滤波器的时间常数与PLL控制的良否有很大的关系。其详细的计算方法虽然不在此说明，但是，基准频率fr为l0kHz时， 输往回路滤波器的脉波周期为0.1mS。 为了保持电压值VR而增大回路滤波器的时间常数时，便无法追踪VCO的振荡频率的变化。如果时间常数太小时，会在VR 上出现涟波，使PLL的稳定度恶化。 因此，根据经验，回路滤波器的时间常数，选择大约为基准频率的周期(1/fr)的数百倍。在此选择约为数十mS。 之比较，在频率f不同的场合，也可以做为频 变频器电路设计与制作 频率变换的目的 会产生相互调变特性的影响 频率变换的原理使用乘积电路 5-1频率变换电路的概要 频率变换电路也称之为频率变频器(Converter)，为高频率电路独特的电路方式。如大家所详知的超外差(Superheterodyne)方 式，便为频率变换的一种方式。 频率变换电路可以将HF~VHF~UHF等的宽频带频率信号变换为任意的频率范围。 频率变换的目的 频率变换电路为将输入信号变换为另外的频率的一种电路。其构成如图l所示，假设输入信号频率为fs，局部振荡电路的振荡 频率为fosc，则经过频率变换后，可以得到(fs+fosc)与(fs-fosc)的信号输出。 图1 频率变换电路的工作原理 (将二种信号合成，可以得到和或差的信号) 图2所示的为在传送接收机内所使用的频率变换电路。其中的(a)为在接收机所使用的频率变换电路，称为超外差方式。此为 将天线所输入的高频率信号，经过频率变换电路变换成为中间频率(IF信号)。 图2传送接收机的频率变换电路的作用 (此为可以将频率变换成为此原来频率更高或更低的频率，以便可以简单处理所需的信号频率。) 为何要如此处理呢？如果将同一频率的高频率信号维持原状，一直放大，则在电路中，由于杂散结合等因素，会很容易产生振 荡。如果利用变频电路，将其改变成为频率较低的中间频率，则可以有效地使用滤波器，且可以改善选择度。 在图(b)的传送机中，在做调变工作原理时，所使用的载波频率不要太高，便可以维持电路的稳定。另外，从滤波器的选择度 观点来说，也希望所使用的调变为数MHz，也即是，载波频率较低些，然后经过率变换电路后，便可以达到所需要的频率。 会产生相互调变特性的影响 在接收机或传送机，由于使用频率变换电路，可以使性能改善。但是，也有其缺点。特别是在接收机方面，会产生相互调变失 真特性(波形的失真)的问题。在高频率放大电路与频率变换电路中，容易发生相互调变波。在频率变换电路中，也可以使用截取点 (InterceptPoint)表示相互调变特性。 由于频率变换电路的非直线部分所产生的相互调变波有2次，3次，5次……等，但是，最容易发生问题的是3次相互调变波。 在位准增大，于信号波附近所发生的3次相互调变波，最成为问题。 图3在频率变换电路所发生的相互调变 (干扰波也会经过频率变换，成为(2f1-f2或(2f2-f1)。此一信号在接收频带内便会构成问题)。 图3所示的为信号波由于相互调变波，所产生的干扰状态，图(a)为频率变换电路的输入信号。相对于信号波fs，有二个干扰 信号f1,f2存在。 图(b)为经过频率变换后的输出信号的频谱。由于f1，f2的干扰信号，会产生3次相互调变波的(2f1-f2与(2f2-f1)。 此一3次相互调变波存在于信号波fs的频带范围内，会使信号波受到干扰。 频率变换的原理……使用乘算电路 频率变换电路本身便是一种模拟信号的乘算电路。图4所示的为乘算电路的方块图。 图4频率变换为利用乘算电路 (根据三角函数的公式，乘算电路可以得到原来信号的和与差信号。) 在乘算电路中，可以将二个信号乘算，以得到其和与差的频率信号。 假设此二个信号为Asin(2 f in t)与Bsin(2f osc t)，将此经过乘算电路后，根据三角函数的公式，可以得到原来频率的和与差频 率的信号。 由此可以看出输出有(f in +fosc）与(f in -fosc）信号成分。 使用(f in +fosc)可以提高频率，使用(f in -fosc可以降低频率。 第六章 FM频率调制/解调电路的设计-制作 6-1 FM调制的基础技术 调变电路为可以将信号波(音频信号等)等乘载在电波上传送的电路。也即是将载波(carrier)利用信号波加以变形，然后传送出去。 在本章中，将针对调变电路中最常使用到的FM调变(Frequency Modulation……频率调变)，以及解调(回复到原来的信号)的技术加 以说明。 FM调变方式为将载波频率变化而后传送的方式。 6-1FM调变的基础技术 FM调变的理论 图1所示的为FM调变的考查方法。其中的Vc为载波，Vs真为信号波。对于各信号可以如下表示。 图1 FM调变 (FM调变为利用信号而改变频率。由于振幅为一定， 较容易去除噪声成分。) 此时的载波频率fc称之为中心频率。 今将此一载波做FM调变。也即是，使载波频率fc会随着信号波的大小而改变。频率变化时角频率w也会变化，因此， 或者 此时的频率变化 △ f称之为最大频率偏移。经过调变后的信号，称之为被调变波V m ，可以用下式子表示。 成为 被调变波V m 会随信号波Vs而变化，其瞬间相位为时间积分。因此，相位角 所以，被调变波Vm可以如下表示， 此时的 称之为调变指数。 FM调变波所占有的频带宽 FM调变波所占有的频带宽会随着调变指数(△f/fs)的增大而扩宽。FM调变波的频谱分布范围很广，而只对于存在有95%以上 图2 FM调变波所占有的频带宽 (FM调变波的频率能量为无限大扩广，而其能量成分几乎 存在于2△f+2f s ) 的能量的频带称之为Carson频带宽。在此，对于占有频带宽BW可以概略计算如下。 △f：最大频率偏移 f sm ：信号波的最大频率 图2所示的为△f=±75kHz，f sm =15KHz时的占有频带宽BW。 图3 利用可变电容二极管做成FM调变的实验 (将振荡电路的电容器改为可变电容二极管时，便可以做简单的FM调变。将 △ V(电压变化)政变成为 △ f(频率变化)。 FM调变电路的实验 FM调变电路为将信号波的电压变化( △ v)变换成为频率变化。在此举一简单的调变电路为例子说明。 图3所示的为使用可变电容二极管，使振荡电路发生调变的FM方式。在无信号时加上直流偏压电压，信号波便以偏压电压为基准 而变化。电路的工作原理为信号波的电压变化( △ V)→电容量的变化( △ C)→谐振频率的变化( △ f)，如此可以得到FM调变波。 一般地，振荡电路为晶体振荡电路或陶磁振荡电路时，使振荡器的负载电容量随着信号波而变化时，便可以形成FM波。 以下说明利用FM调变电路构成无线电麦克风的情形。 6-2 FM无线麦克风的设计-制作第一部分 为了达到频率稳定化，使用陶瓷振荡器 FM无线麦克风为利用声音改变振荡频率，以达到将声音传送出去的目的。此在无线状态下所传送出去的信号，可以利用FM 调谐器等接收之。 大多数的FM无线麦克风为使用LC振荡电路。但是，LC振荡电路容易受到电源电压的变动或温度变化的影响，而使频率变 动。 一般地，电源电压虽然可以比较容易稳定化，但是，仍然有温度变化的存在。结果，还是会使LC振荡的频率发生变动。 此种方法所制作的FM无线麦克风，在每次使用时，必须与接收机的接收稳率重新对齐。也即是必须调谐。 为了避免每次都需要重新调整接收，可以使用振荡频率的频率稳定度较佳的陶瓷振荡器。 陶瓷振荡器的性能与晶体相似。图4所示的为陶瓷振荡器的电气特性。图(a)为等效电路，图(b)为电抗特性。 振荡频率发生电抗为电感性的fs与fp之间 图4 陶瓷振荡器的构造 在陶瓷振荡器的电感性领域fs～fp晶体的电感性领域fs～fp的数十倍。因此，在做频率调变(FM)时，使用陶瓷振荡器较容易 取得高的调变度或者说“响度”、“拾音灵敏度”等。 所制作的无线电麦克风的概要 图5所示的为此次所制作的无线电麦克风的方块图，表1所示的为FM无线麦克风的设计规格。接收机为可以使用FM调谐器， 因此，其接收频率为在76MHz～90MHz之间。 传送频率 表1 待制作的无线麦克风的电气指标规格 (可以使用一般的FM收音机接收，但是，为了避免违反无线电波 法，其使用范围只在室内使用。其特征为频率变动小。) 电波型式 可能的传输距离 频率偏移 电源电压 频率漂移 FM传送频带 76MHz~90MHz FM 20m ±75kHz DC306V~6V 电池内藏 ±20KHz以内 图5 FM无线麦克风的方块图 (由于陶瓷振荡器的种类较少，在此使用较容易取得的12MHz，因此，需要使用7倍频电路。) 为了避免违反电波法，此次所制作的通话传送距离最长为20m，其频率偏移(由于频率调变所产生的频率变化宽幅)与FM广播 台同样是±75kHz。 电源为使用镍镉电池或一般的干电池(3个或4个)，工作原理电压范围约为3.6V～6V。考虑到FM调谐器的选择性，在此设定 频率变动为±20kHz以内。 利用振荡电路做频率调变 图6所示的为可以形成频率调变的振荡电路的构成。此一振荡电路的基本为如图(a)所示，此为第3章3-4节所示的无调整振 荡电路。 在此使用陶瓷振荡器CSA12.0MX(村田制作所)串联可变电容二极管1SV50，直接将调变信号加在此，可以改变可变电容二极 管的静电电容量，达到FM调变的目的。 为了易于了解频率调变的工作原理，将无调整振荡电路用图(b)的等效电路表示。 图6 频率调变电路的构成 (为了能使电路容易起振，使用fT较高的晶体管。利用可变电容二极管，直接构成 FM调变电路。) 陶瓷振荡器为在电感性的领域工作原理，因此，振荡电路可以视为线圈(电感)工作原理。 虽然串联有可变电容二极管的静电电容，但是，由于陶瓷振荡器的电感量很大，因此,陶瓷振荡器与可变电容二极管的全体还 是以线圈形态(电感)工作原理。 但是，此一线圈的电感量会因为可变电容二极管的静电容量而变化，因此，改变加在可变电容二极上的电压，也可以改变振荡 频率。 但是，即使陶瓷振荡器的振璗频率再高，也不会高于30MHz，无法直接振荡为FM广播频带的76MHz～90MHz。在此为在 12MHz振荡，再7倍频成为84MHz。 在无调整振荡电路的输出并没有连接谐振电路，因此，无调整振荡电路的输出波形不会成为漂亮的波形，而是包含有高谐波成 分的失真波形。但是，由于使用其7倍的高频率，因此，其波形稍有失真也不会有太大影响。 3-2 哈特莱型LC振荡电路的设计-制作 在高频率电路中，常使用到由L与C所构成的振荡电路。在此，说明LC振荡器的工作原理。 首先介绍的是称呼为哈特莱(Hartley)型的振荡电路。其振荡频率为10M~20MHz。 LC振荡器的概要 图2所示的为此次所制作的振荡器的方块图。Tr1为振荡用的晶体管，Tr2为缓冲器。 缓冲电路主要是介于振荡电路与负载之间，使振荡电路的工作原理不受负载的影响。 图3所示的为所制作的振荡器电路图。为了使振荡频率为可变，使用可变电容二极管(varicap)。缓冲器为一种高输入，低输出 阻抗的射随（Emitter Follower)放大器。 哈特莱振荡电路的原理 图4所示的为哈特莱振荡电路的原理图。此为由晶体管所构成的放大电路，以及由LC所构成的反馈电路所组成的。哈特莱振 荡电路如图所示，将线圈分割为L1与L2，以满足振荡条件。 图4中的L1与L2间的相互电感为M时，其合成的电感量L成为L= L1+ L2+2M。 如此，其振荡频率f是由振荡频率决定的。 此处，要满足振荡条件，反馈信号的相位必须与信号的相位为一致。 假设合成电感量L所发生的电压为e，中间的接点E的左方线圈为L1，右方线圈为L2。 此时，L1与L2所发生的电压虽然为同一方向，但是，如果以E点为基准，考虑到L1与L2的电压时，L1所发生的电压相对 于所发生的电压e成为逆相。 因此，以接点E为基准，电压Vbe与Vce为逆相，也即是相位相差180°。而Vbe为晶体管放大器的输入信号，与输出信号 Vce相位差l80°。 结果，相位差合计为360°，使反馈信号成为同相，达到产生振荡的条件。 振荡频率的决定 由于设计的振荡频率为10M~20MHz，振荡用线圈L为使用图5所示的HAM Band线圈(FCZ研究所)中的一种。 型号 FCZ3.5 FCZ7 FCZ14 FCZ21 FCZ28 FCZ50 使用频段 谐振电容 (MHz) 3.5 7 14 21 28 50 (pF) 220 120 70 40 30 15 9.4 4.6 1.85 1.45 1.1 0.68 空载Q值 70 80 75 95 90 100 线圈匝数(T) 4~6 7 5 4 3 3 2 3~1 20 14 12 10 8 6 3~2 10 7 6 5 4 3 取自FCZ研究所业余无线波带所使用的线圈10S型之数据电感量可以由计算求出。也可以更换为0.7S(7mm四方)型 在此为使用FCZ21-10S。此一线圈端子①～③间的电感量L为1.45 μH 。 并联所连接的静电容量为使用A M电子调谐所使用的可变电容二极管(varicap)1SVl49，其静电容量值会随着所加入的电压大 小而变化。在此，也可以使用相同特性的lSV100。 可变电容二极管lSV149的特性如图6所示。由电压一电容量特性(VR对C特性)，可以知道加入逆电压1~9V其电容量变化为 500pF~20pF。因此，在LC振荡电路中，如图7所示，将可变电容二极管与680pF的电容Cs串联，当加在可变电容二极上的逆 向电压VR为2 V时，其电容量为300pF，合成电容量成为280pF，所以谐振频率fmin成为 接着，如图(b)所示，将逆向电压VR=9V加在可变电容二极管上，其合成电容量成为19.4pF。所以 因此，振荡频率的可变范围为9.l6MHz~30.0MHz 。 1SV149变容二极管最大极限值参数（Ta=25℃） 参数 逆电压 结温度 储藏温度 符号 VR Tj Tstg 规格 15 125 -55~125 单位 V ℃ ℃ TOSHIBA 1SV149 PDF文件资料下载 Adobe Acrobat阅读软件下载（中文版） 1SV149变容二极管一般电性能指标参数（Ta=25℃） 参数 逆电压 逆电流 结电容容量 结电容容量 容量比 性能指数 符号 V R I R C 1V C V8 C 1V / C V8 Q 测试条件 I R =µA V R =15V V R =1V,f=1MHz V R =8V,f=1MHz - V R =1V,f=1MHz 最小值 15 - 435 19.9 15.0 200 标准值 - - - - 19.5 - 最大值 - 50 540 30.0 - - 单位 V nA pF pF [取自东芝产品说明书](此处于AM电子调谐器中，其容量变化比C1V/C8V接近20)。 图7 电路振荡频率的范围求法 第三章高频振荡电路的设计与制作 3-4晶体振荡电路的设计-制作 哈特莱振荡电路与考毕兹振荡电路等LC型振荡电路，其振荡率是由电路中的线圈与电容所决定的。此一线圈与电容器并非只 是指电路图上所表示的组件数值，尚包含有晶体管的电极间容量印刷电路铜箔图样内所包含的L，C成分。 因此，由于温度、电源等变化所引起的L，C值变化，也会使振荡频率发生变化。 而晶体振荡电路为利用压电元件的固有振动数，因此，较不易受电路中的杂散L，C成分的影响，可以得到频率稳定度很好的 振荡电路。 晶体……压电元件 为了提高振荡频率的稳定度，可以使用晶体或陶瓷(Cer-amic)振荡子等压电元件。此除了可以应用于高频率振荡电路以外，尚 可以使用于钟表与计数器等基准时间产生电路。 压电元件为利用机械振动与电气振动间的相互转换的作用，而且其固有振动数是由几何尺寸所决定的。 图25所示的为晶体的电气特性。 (由于使用振荡器，可以使频率更为稳定。振荡领域为在串联谐振点fs与并联谐振点fp之间。) 图(a)所示的为其等效电路，图(b)所示的为其电抗(Reaetance)特性。fs为串联谐振频率点fp为并联谐振频率点，其谐振频率 分别如下： ， 将晶体与陶瓷振荡器此较，陶瓷振荡器的电感性范围f s ～ f p 为晶体的数十倍。因此，陶瓷振荡器的频率稳定度比晶体差一些。 使用皮尔斯振荡电路 利用晶体振荡电路所构成的振荡电路称为皮尔斯振荡电路。 此一皮尔斯振荡电路为利用晶体的电感性电抗。将此一电感性(L性)部分当做线圈，可以应用在哈特莱电路或考毕兹电路。 图26的电路称为皮尔斯B-E电路。其原型为图(b)的哈特莱振荡电路。哈特莱振荡电路的电容器为利用晶体管的集极-基极间 电容量C ab 。 此一谐振电路的工作原理为振荡频率与f谐振频率f o 成为f o >f 关系时，此一谐振电路呈现电感性(L)，相当裁于线圈。 图(c)所示的为振荡电路的特性，将T的L先调整至最小，使谐振电路呈电感性。然后，再调整铁芯，使L增大，在谐振电路 成为电容性时，会马上使振荡停止。接着，将调整点调至振荡停止点的稍微前方处即可。 图27所示的为皮尔斯C-B振荡电路，其原型为如图(b)所示的考毕兹振荡电路。 谐振频率fo与振荡频率f成为fo 图(c)所示的为振荡电路的特性，当谐振电路成为电感性时，振荡会马上停止。调整点为可以稳定振荡的P点。 无须调整的晶体振荡电路 在一般的皮尔斯电路中，需要调整谐振电路，此一电路并没有使用谐振电路，不必调整，也会产生振荡。 图28所示的为无调整晶体振荡电路。其原型为考毕兹振荡电路。 缺点是因为没有使用谐振电路，使得输出波形如照片4所示，成为含有很多高谐波成分的失真波形。 (虽然不必调整，但是，波形的高谐波成分多。可以用于数字电路的CLOCK时钟信号源。) 照片4 无调整晶体振荡电路的振荡输出波形 此一电路虽然为无调整，但是，仍然使用修整用电容(Tri-mmer)与晶体串联，使振荡频率可以微调整。 图29所示的为利用高谐波成分，取出基本波的3次高谐波，称之为3倍的overtone振荡电路。输出级的变压器为做为取出第 3次高谐波用的滤波器。照片5所示的为其3次高谐波的波形。 (此为利用无调整电路的高谐波成分，在输出的谐振电路取出3倍频的30MHz信号。) 照片5 3倍频的振荡波形 (在无调整振荡电路的输出虽然包含很多高谐波成分。但是，利用 频率选择电路可以得到良好的波形输出。) 考毕兹振荡电路的原理 图l 6所示的为考毕兹振荡电路的原理图。哈特莱振荡电路是由2个串联的线圈，得到相位差，而考毕兹振荡是利用2个串联 的电容，以得到相位差。 (此为使用1个线圈，2个电容构成的基本电路。常用于VHF频带振荡器上。) 电容器C1与C2为串联。在此以其连接点为基准，检讨其相位，可以知道两者的电压相位差为180°。 由于此一连接点为 FET的源极，VGS与VDS的相位差也相差180 °。因此，由FET所构成的放大器输入信号与输出信号的相差为180 °，总共相位 差为360 °，也即是，反馈信号与输入信号成为同相，产生了振荡的条件。 在此，求出考毕兹振荡电路的振荡频率。振荡电路是由L，C1，C2的并联电路所构成的。由于C1与C2为串联，其合成电 容量C成为C=C1·C2/(C1+C2）所以，振荡频率f成为 Dip Meter是什么？……用来测试电路振荡频率 以下说明利用考毕兹振荡电路制作出Dip Meter的情形。 Dip Meter为单纯的振荡电路，其主要用途是做为谐振电路的谐振频率测试或振荡频率测试。价格虽然便宜，但是，校正良 好时，其精确度也不会太差。 图17所示的为利用Dip Meter测试振荡频率的方法。将所欲测试频率的振荡电路的线圈靠近Dip Meter的线圈，使Dip Meter 的振荡频率改变。此时，如果使振荡电路的振荡频率fo与Dip Meter的振荡频率fosc为一致时，谐振电路(振荡电路)上会有谐振 电流产生。此谐振电流是从Dip Meter的线圈利用电磁结合所取得的能量。 因此，Dip Mete r的谐振电路与对方的谐振电路产生荡振电流，会使其谐振电压下降。此一谐振电压下降的频率所在，便是 对方谐振电路的谐振频率。 Dip Meter的构成 图l8所示的为实际的Dip Meter电路图。使用FET 2SK55做为振荡电路，在闸极与接地间加入二极管做为振幅限制，使振 荡频率变化时，也能保持一定的振荡位准。二极管为使用Shottky二极管1SS 99。 振荡输出为利用加在FET的正电压而调整，此为调整VR1而控制振荡电压。 对于检知Dip点(下沉点)用的振荡电压的变化，是由吸极取出信号而不是由闸极取出的。吸极信号经过lSS99做倍电压检波， 再利用2SK55做直流放大，以提高DipMeter的灵敏度。 晶体振荡电路的设计-制作第二部分 利用CMOS反相器制作的晶体频率标示器 可以控制晶体振荡频率的VXO电路 《高频电路设计与制作》章节目录 第一章高频电路基本常识 第二章高频放大器设计与制作 第三章高频振荡电路的设计与制作 第四章PLL数字锁相环电路设计与制作 第五章变频器电路设计与制作 第六章FM频率调制/解调电路的设计制作 第七章AM幅度调制/解调电路设计与制作 电路原理图PCB墨稿PROTEL格式文件器材供应 第八章实用高频电测仪表制作 回总目录页 查看28个制作总装效果 第三章高频振荡电路的设计与制作 3-l 振荡电路的概要 振荡电路的分类 振荡电路的基本原理 振荡电路的主要特性 3-2 哈特莱型IC振荡电路的设计-制作 LC振荡器的概要 哈特莱振荡电路的原理 振荡频率的决定 振荡级用晶体管放大级 缓冲器用晶体管放大级 LC振荡器的制作 调整回授量以使振荡稳定 振荡频率范围的调整 所制作的LC振荡器的特性 3-3 考毕兹振荡电路与Dip Meter（下陷表）的设计-制作 考毕兹振荡电路的原理 Dip Meter测试谐振频率 Dip Meter的构成 利用可变电容二极管改变振荡频率 Dip Meter的制作 为便于使用而安装外壳与旋钮 电路调整与频率校正 备注栏：频率稳定度很高的库拉普振荡电路 关於谐振电路 3-4 晶体振荡电路的设计-制作 晶体振子---压电元件是什么 使用皮尔斯振荡电路 无须调整既可使用的晶体振荡电路 利用CMOS反相器制作的晶体频率标示器 可以控制晶体振荡频率的VXO电路 晶体振荡电路的设计-制作第二部分 利用CMOS反相器制作的晶体频率标示器 可以控制晶体振荡频率的VXO电路 利用CMOS反相器制作出晶体频率标示点 如图30所示，利用l个CMOS反相器连接负反馈电阻R，也可以构成振荡电路。 此一电路为利用负反馈电阻的连接，使CMOS反相器的输入电位在启闸值附近，其工作原理与晶体管放大电路相同。因此， 如图中所示，相当于一个晶体管放大电路。此一电路的工作原理也可以当作皮尔斯B-E电路工作原理。 利用此一电路可以做为晶体频率标示点(crystal marker)产生器。 此一产生器可以用来做为接收机的频率校正之用。虽然其本身为单纯的晶体振荡电路，但是，其输出并非为正弦波而是失真的 波形信号，包含有很多高谐波成分。例如，在10MHz的方形波中，包含有10M，20M，30M，40M，50M等10MHz的高谐波成 分。 利用此一信号，可以做为接收机上每隔10MHz的频率校正之用。 图3l的电路为将l0MHz的信号再利用计数器IC做为分频，以得到1MHz，100kHz的信号，此可以利用SW选择输出。 (74HC4518为2组电路的BCD(10进位)计数器。利用计数器将原始振荡分频为1/10，1/100。由于输出为方形波，包含有很多高 谐波成分，可以用来做为接收机的频率校正之用。) PCB PROTEL文件格式下载 图32晶体频率标示点产生电路的基板 (利用SW1做l0MHZ与lMHz的切换，利用SW2做100kHz的切换，如果使用的SW为3接点，则可以只使用l个即可。) 图32所示的为零件配置与印刷电路图样。由于所处理的信号为高谐波，因此，应该使用较高速的IC，例如，74HC系列的CMOS 等。电源为使用2个单5号电池。 使用方法为从输出端子拉出塑料导线，靠近或远离接收机的天线，以调整信号的强度。首先，将SW切至10MHz，做粗略的 频率校正，然后再做1MHz，100kHz之精细校正。 可以控制晶体振荡频率的VXO电路 晶体振荡器的特点是频率的稳定度很高，振荡频率不会改变。但是，如果使用VXO (Variable Crystal Oscillator电路，便可以 使其振荡频率做约0.1%的变化。 图33所示的为VX0电路例子。将晶体与线圈，电容器串联，改变其中一个(通常为电容器)的数值，便可以使晶体振荡频率往 较低的方向变化。 (此为利用电压控制晶体振荡电路的振荡频率。但是，其可以政变的频率范围最大为0.1%。) 晶体的等效电路如图(a)所示，为在Ls，Cs，Rs的串联电路上并联Co，其振荡频率如图(b)的电抗特性中所示，在串联谐振频 率fs与并联谐振频率fp间振荡。fs可以用表示。 因此，如图(a)所示，Lx与晶体串联时，串联谐振频率fx会成为 也即是串联谐振频率会因为Lx而降低。 因此，VXO电路的振荡频率会因为Lx值，而得到此晶体振荡频率的表示值还要低的振荡频率(图(b))。 改变此一Lx值内的电容量值，可以改变Lx值，也即是可以改变VXO的振荡频率。 可是，相对于此一电容值所产生的VX。电路的振荡频率的变化特性，是由线圈的电感量与晶体的切割方法而决定的，因此， 要多用实验方法，求出适当的线圈与电容值。 电磁波在日常生活中无时不在无刻不在，从物理学的角度看， 电磁波是电磁场的一种运动形态。电可以生成磁，磁也能带来电， 变化的电场和变化的磁场构成了一个不可分离的统一的场，这就是电磁场，而变化的电磁场在空间的传播形成了电磁波，所以电磁 波也常称为电波。1864年，英国科学家麦克斯韦在总结前人研究电磁现象的基础上，建立了完整的电磁波理论。他断定电磁波的 存在，并推导出电与光具有同样的传播速度。1887年德国物理学家用赫兹用实验证实了电磁波的存在。之后，人们又进行了许多 实验，不仅证明光是一种电磁波，而且发现了更多形式的电磁波，它们的本质完全相同，只是波长和频率有很大的差别。按照波长 或频率的顺序把这些电磁波排列起来，就是电磁波谱。如果把每个波段的频率由低至高依次排列的话，它们是无线电波、微波、红 外线、可见光、紫外线、X射线及γ射线。 在气温是15摄氏度的时候，声音在空气中传播的速度约是每秒340米；声音传到1000米远的地方大致是3秒钟，而电磁波传 到1000米远的地方，只需三十万分之一秒，折合传播速度约为300,000,000米/秒。 电磁波被发现后，人们使用了多种名词和方式来叙述及表达它，其中频率或者波长是表达一个电磁波其内在性质的重要单位， 前者指的是电磁波在一秒钟内电磁波振动方向改变的次数，而波长则是电磁波的另一个表达单位，指的是电磁波每个周期的相对距 离，它可以通过电磁波的传输速度除以频率算出。低频率的电磁波有着较长的波长，较高频率的电磁波有着较短的波长。如果以频 率来表达具体的电磁波，其单位有Hz（赫）KHz（千赫）MHZ（兆），他们之间的关系是1MHz=1,000KHz=1000,000Hz。下面是一 个换算电磁波频率与波长的小程序，改变其中“传输速度”的取值，它同样适合于声波波长与频率的换算，你现在就可以填入想了解 的数值然后操作它。 无线电波波段划分 波段名称 超长波 长波 波长范围(m) 1,000,000~10,000 10,000~1,000 频段名称 甚低频 低频 频率范围 3~30KHz 30~300KHz 中波 短波 米波 超短波 分米波 厘米波 毫米波 1,000~100 100~~10 10~1 1~0.1 0.1~0.01 0.01~0.001 中频 高频 甚高频 特高频 超高频 极高频 300~3,000KHz 3~30MHz 30~300MHz 300~3,000MHz 3~30GHz 30~300GHz 无线电波实际上是在各种空间场所内(如沿地表面，电寓层等)传播的。在传播过程中，各种媒质必然要对所传输的电信号产生影响。 此外，由于某些媒质的电参数具有明显的随机性，使得通过它传输的电信号也是一个随机信号，故必须考虑实际媒质对电波传播的 影响。 1.传输损耗 无线电波在媒质中传播是有能量损耗的。这种能量损耗可能由于大气层对电波的吸收或散射引起，也可能由于电波绕过球形地 面或障碍物的绕射而引起。这些损耗都会使收信点的场强小于发信点的场强。 2.衰落现象 所谓衰落，一般是指信号电平随时间的随机起伏。它一般分为吸收型衰落和干涉型衰落两种。 (1)吸收型衰落它是指衰落主要是由于传输媒质电参数的变化，使得信号在媒质中的衰减发生相应的变化而引起的(例如水汽、雨 雪等都对无线电波能量有吸收作用)。由于天气情况是随机的，则吸收强弱也有起伏，形成信号的衰落。 (2)干涉型衰落主要是由随机多径干涉现象引起的。在某些传播方式中，收、发两点之间信号有去干条传播途径，由于传输媒质 的随机性，使得到达收信点的各条途径的时延随机变化，则合成信号的幅度和相位都发生随机起伏。信号的衰落现象严重地影响电 波传播的稳定性和通信系统可靠性。 3．传输失真 无线电波通过媒质传输还会产生失真(振幅失真和相位失真)。产生失真原因一般有两个：一是多径传输效应，另一是媒质的色散 效应。 (1)多径传输效应多径传输会引起信号畸变。这是因为无线电波在传播时通过两个以上不同长度的途径到达收信点，收信天线检 拾的信号是几个不同途径传来的电波场强之和。由于途径长度有差别，它们到达收信点的时间延迟不同，若多径时延过大，则会引 起较明显的信号失真。 (2)色散效应它是由于不同频率的无线电波在媒质中的传播速度有差别而引起的信号失真。载有信息的无线电信号总占据一定频 带，当电波通过媒质传播到达收信点时，由于各频率成分传播速度不同而不能保持原信号中的相位关系，引起波形失真。 4．干扰与噪声影响 任何一个收信系统的最小可用信号电平是由系统的噪声(又称噪音)电子决定的。尤其在发信功率受限制的情况下，由于无线电波 传输损耗较大，信号很微弱，此时噪声对无线电信号接收有非常重要的影响。 噪声可分为三类 （1）热噪声它是由导体中带电粒子在一定温度下的随机运动引起的。 （2）串噪声它是由调制信号通过失真元件引起的。 （3）干扰噪声它是由本系统或其它系统在空间传播的信号或干扰引起的，这主要指环境噪声的干扰。 当载有信息的无线电波在信道中传播时，由于信道内存在着许多电磁波源，它辐射的电磁波占据极宽的频带并以不同的方式在 空间传播。这些电磁波对这一通信系统而言，就称为环境噪声干扰或外部干扰。环境噪声的来源是多方面的，可分为人为噪声干扰 和自然噪声干扰，前者包括通信电子干扰和各种电气设备产生的干扰，后者则包括天电干扰，大气干扰等。 任何无线电通信系统的作用距离不仅取决于发信机功率的大小、天线的增益，天线的有效高度，而且还与要求的话音质量、收信 机灵敏度、电波传播等因素有关。以超短波通信设备电波传播方式为例，它主要是直接波传播，由于需通过许多复杂的环境和各种 地形，故传播条件各不相同。 影响超短波通信设备通信距离主要有三个因素： 1)无线电波随着收、发信机之间的距离增加而减弱。这是一种连续的，可以预测的衰耗，它与收、发信机天线高度、频率、大 气状况及地形条件等因素有密切关系。 2)阴影损耗。它是由于建筑物，小山丘等阻挡物引起的随机衰落。在城市中，它随着驵挡物高度和密度的增加而加快，甚至可 以使通信设备的通信距离大幅度地减小。 3)多径传播引起的快衰落。由于移动中的通信设备天线低矮，完全埋没在各种建筑物、树木等下面，到达收信点的电波不仅有 直接波，还有许多反射波，使合成的信号时而增强，时而减弱，造成快衰落。这对通信设备通信来讲，是非常不利的。影响超短波 通信设备通信距离的主要因素一般来讲是这三个因素相互累加的结果。 1.视线距离计算 由于地球是球形，凸起的地表面会挡住视线。视线所能达到的最远距离称为视线距离do。在图1-1中，设两部超短波通信设备 的天线高度分别为h1和h2，连线Qp与地球表面相切于C点、则do(do=d1+d2)即为直接波所能到达的最远距离，称为视线距离。 现在让我们来推导do的计算公式。 设地球半径为Ro，天线高度分别为h1和h2。在直角三角形QCO中， 在直角三角形PCO中， 由于Ro>>h1、h2，故上式中可略去h12和h22，则近似可得 而do=dl+d2，所以视线距离do为 h1、h2单位为m，则 式中Ro=6370Km， 由此可见，视线距离是取决于收、发天线架设高度的。天线架设越高，视线距离越远，因此在实际通 信中，应尽量利用地形、地物把天线适当架高。 实际上，由于大气的不均匀性对电波传播轨迹要产生影响，所以，直接波传播所能到达酌视线距离应 修正为 由于地面是球形的，当电波传播的距离不同时，其情况也不相同。为分析问题方便，我们通常依据收 信地点离开发信天线的距离分成三个区域，即亮区(照明区)，阴影区和半阴影区。 d<0.7do的区域称为亮区(照明区)，如图中P'点位置就属于亮区范围。0.7do 为半阴影区。 d>(1.2~1.4)do的区域称为阴影区，如图中P"点位置即在阴影区范围。 2.准平滑地形上的传播特性 地形种类是千差万别的，大体上分为“准平滑地形”和“不规则地形”。所谓“准平滑地形”是根据传播路径的地形断面来判定的，它 是指地形起伏量约为20m以下，且起伏变化缓慢的平坦地形。不规则地形包括丘陵地区、孤立山峰、倾斜地形等。本书仅讨沦准平 滑地形上的超短波电波传播特性。 由于地面通信设备移动通信所遇到的地面情况复杂多样，因此有必要对天线高度的定义作一明确规定。首先就基地式通信设备 天线而言，在图1-2所示的地形断面上，设从基地式通信设备天线设置点起3~15km距离内(若全距离在15km以内时，则算到该距 离为止)的平均地面高度为hga，基地式通信设备天线中心的海拔高度为hts，根据hte hts-hga，求出基地通信设备天线高度hte，简 单表示为ht。同样，通信设备天线高度hr，则是从路面高度算起，若无特殊注明，ht、hr均为上述含义。 图1-2 基站通信设备天线高度定义 ▲(1)市区的电波传播 市区地一般是指大厦和两层以上建筑物稠密的地区，例如城市内大的街区以及建筑物和茂盛的高大树林 混杂稠密的地区等。从地理上和社会上习惯说法的大、中，小城市都包括在市区地的范围之内。 当把基地式通信设备天线放在城市的某一定高度的建筑物上，使通信设备沿各个街道行进，测出电场强度的中值。实测结果表 明，街道有形成“波导”的效应，最靠近基地式通信设备的横向和纵向街道内往往电平较高，随着远离基地式通信设备天线而逐渐下降。 在那些高大建筑物之后，则往往电平突然降低形成“阴影”。为了估计无线电波的传输损耗，有必要在试验的基础上讨论中值场强随各 种因素变化的情况。 图1-3是在纽约、费城、东京三大城市中测出的传输损耗与距离的关系。这三处基本上都是在900MHz频段上测试的，基地式 通信设备天线高度也基本相同，均在140m左右。从图中可以看出，虽然是在不同城市，但三条曲线的变化趋势却相同。若以自由 空间传输损牦为标准，该传输损耗在30km的距离以内基本上比自由空间传输损耗大25~30dB，超过30km损耗逐渐增大，到50km 处约比自由空间传输损耗大50dB左右，此后的传输损耗随距离增大而迅速上升。 似乎有这样一条近似规律；在d<15kmit寸，传输损耗大约和距离的4次方成比例，当50 离的5~6次方成比例。 市区内电波传输损耗与频率有很大关系。因为在城市中建筑物相当多，并多为高大的建筑物。由于波长愈短的电波，绕过障碍 物的能力愈弱，所以频率愈高，传输损耗愈大。图表示市区内的传输损耗(相当于自由空间的传输损耗)与频率和距离的关系．其测试 条件为hr=3m，ht=200m。 当然，传输损耗和基地式通信设备、通信设备的天线高度都有关系。如果是其它高度，则可用天线高度增益因子加以修正。例 如在图中，若ht不等于200m，则这个高度增益因子在d=10~15km的范围内，大约和基地式通信设备天线高度的平方成比例(或 20lght)，当d>30km时，大约和天线高度的三次方成比例(或30lght)。以上述规律为基础，绘制成ht=200m为基准的基地式通信设 备天线高度增益因子曲线，如图1-5所示。 当通信设备天线高度hr改变时，也可以利用图1-6进行修正。经实测发现，当hr低于3m时，天线高度增益因子与频率关系不 大，当hr高于3m时，则与频率有较密切的关系。 此外，传输损耗还和建筑群的高度及分布状况、街道的纵横分布及宽度等都有关系，例如街道的宽度不同，传输损耗的数值相 差可达10dB。总而言之，影响传输损耗的因素很多，我们这里就不一一介绍了。 以上数据皆取自日本人奥村(OKumura)所做的工作。我国有关部门也曾在北京等地作过一些测试，其结果表明与国外资料的数据基 本相符，仅有1~2dB的差别。因此奥村所提供的曲线图表可作为城市地面通信设备通信系统的设计参考。 为了便于估算地面通信设备通信系统传输损耗值，根据奥村的报告，导出计算传输损耗的经验公式，其公式形式为 L b =αlgd+βlgf-γlgh t -α(h r )+k 式中α、β、γ为相应各项的系数；k为常数项；α(hr)为通信设备天线高度因子的修正项，它与市区的规模以及工作频率都有关 系。 在下述条件：频率f=150~1500MHz，基地式通信设备天线有效高度ht=30~200m，通信设备天线高度hr=1~10m，通信距离 d=1~20Km，得出两无方向性天线之间的传输损耗经验公式，其表达式如下 L b =69.55+26.16lgf-13.82lgh t -a(h r )+[44.9-6.55lgh t ]xlgd 上式中，当hr=1.5m时，a(ho)=0。若不同的hr值，则可用通信设备高度系数a(hr)修正，其公式为 中小城市：a(h r )=(1.1lgf-0.7)h r -(1.56lgf-0.8)；大城市如下： 以上公式中，hr单位为m，f单位为MHz。 ▲(2)郊区与开阔地的电波传播 郊区地是指通信设备附近有障碍物但不稠密的地区，例如，树木、房屋稀落的田园地带和郊区 公路网等。开阔地通常是指电波传播的方向上无高大树木、建筑物等障碍呈开阔状态的场地，作为大致的标准来说，就是前方300～ 400m以内，呈开阔状态的旱地、稻田或原野等。它们与城市相比，建筑物要矮，障碍物要少些，因此传输损耗(中值)也要少些。但 是，由于道路两旁是较开阔的田地原野，稀落的建筑物等对电波有明显的反射作用(城市内多为漫射)，因此，移动式通信设备在行进 中，其接收场强电平(中值)的变化较大，有时竟达30~40dB左右。 由奥村的研究发现，郊区与城市相比，两者传输损耗之差与距离、天线高度的关系不大，而与频率有较密切的关系。因此，只 要计算出城市的传输损耗后、再加上郊区地的修正值即可。郊区地的电波传输损耗(中值)的经验公式为 L bs =L b -Kr (dB) 式中Lb为市区内的电波传输损耗(中值)；Kr为郊区的修正因子，其经验公式为Kr=2[lg(f/28)] 2 +5.4 kr~f曲线如图1-7所示。图中实线为由公式的计算值，虚线为奥村的实验曲线。两者吻合较好。 开阔地的电波传输损耗(中值)的经验公式为Lbo=Lb-Qr (dB) 2 式中Qr为开阔地的修正因子，其表达式为Qr=4.78(lgf)-18.33lgf+40.94 Qr~f曲线如图1-8所示，实线为由公式的计算值，虚线为奥村的实验曲线。 最后再次强调一下，计算Lb、Lbs和Lbo公式应用范围为：f=150~1500MHz,ht=30~200m，hr=1~10m，d=1~20km。若不符合上 述条件，则会引起较大的误差，不合实用。 图1-7 郊区地修正系数 图1-8 开矿地修正系数 一、天线工作原理与主要参数 天线是任何一个无线电通信系统都不可缺少的重要组成部分。合理慎重地选用天线，可以取得较远的通信距离和良好的通信效 果。 (一)天线的作用 各类无线电设备所要执行的任务虽然不同，但天线在设备中的作用却是基本相同的。任何无线电设备都是通过无线电波来传递 信息，因此就必须有能辐射或接收电磁波的装置。所以，天线的第一个作用就是辐射和接收电磁波。当然能辐射或接收电磁波的东 西不一定都能用来作为天线。例如任何高频电路，只要不是完全屏蔽起来的，都可以向周围空间或多或少地辐射电磁波，或者从周 围空间或多或少地接收到电磁波。但是，任意一个高频电路并不一定能作天线，因为它辐射和接收电磁波的效率很低。只有能够有 效地辐射和接收电磁波的设备才有可能作为天线使用。天线的另一个作用是”能量转换”。大家知道，发信机通过馈线送入天线的并 不是无线电波，收信天线也不能直接把无线电波送入收信机，这里有一个能量的转换过程，即把发信机所产生的高频振荡电流经馈 线送入天线输入端，天线要把高频电流转换为空间高频电磁波，以波的形式向周围空间辐射。反之在接收时，也是通过收信天线把 截获的高频电磁波的能量转换成高频电流的能量后，再送给收信机。显然这里有一个转换效率问题。天线增益越高，则转换效率就 越高。 (二)天线的分类 天线的形式繁多，按其用途可以分为发信天线和收信天线；按使用波段可以分为长、中、短、超短波天线和微波天线、微带天 线等。此外，我们还可按其工作原理和结构来进行分类。 为便于分析和研究天线的性能，一般把天线按其结构形式分为两大类：一类是半径远小于波长的金属导线构成的线状天线，另 一类是用尺寸大于波长的金属或介质面构成的面状天线。线状天线主要用于长、中、短波频段，面状天线主要用于厘米或毫米波频 段；甚高频段一般以线状天线为主，而特高频段则线、面状天线兼用。线状天线和面状天线的基本工作原理是相同的。 (三)天线的工作原理 天线本身就是一个振荡器，但又与普通的LC振荡回路不同，它是普通振荡回路的变形。图1-9示出了它的演变过程。 图中LC是发信机的振荡回路。如图1-9(a)所示，电场集中在电容器的两个极板之中，而磁场则分布在电感线圈的有限空间里， 电磁波显然不能向广阔空间辐射。如果将振荡电路展开，使电磁场分布于空间很大的范围，如图1-9(b)、(c)所示，这就创造了有利 于辐射的条件；于是，来自发信机的、已调制的高频信号电流由馈线送到天线上，并经天线把高频电流能量转变为相应的电磁波能 量，向空间辐射，如图1-9(d)所示。 电磁波的能量从发信天线辐射出去以后，将沿地表面所有方向向前传播。若在交变电磁场中放置一导线，由于磁力线切割导线， 就在导线两端激励一定的交变电压——电动势，其频率与发信频率相同。若将该导线通过馈线与收信机相连，在收信机中就可以获 得已调波信号的电流。因此，这个导线就起了接收电磁波能量并转变为高频信号电流能量的作用，所以称此导线为收信天线。无论 是发信天线还是收信天线，它们都属于能量变换器，“可逆性”是一般能量变换器的特性。同样一副天线，它既可作为发信天线使用， 也可作为收信天线使用，通信设备一般都是收、发共同用一根天线。因此，同一根天线既关系到发信系统的有效能量输出，又直接 影响着收信系统的性能。 天线的可逆性不仅表现在发信天线可以用作收信天线，收信天线可以用作发信天线，并且表现在天线用作发信天线时的参数， 与用作收信天线时的参数保持不变，这就是天线的互易原理。 为便于讨论，常将天线作为发信天线来分析，所得结论同样适用于该天线用作收信天线的情况。 (四)天线的主要参数 1.天线效率 天线效率为天线辐射功率Pr与天线输入功率Pin(辐射功率与天线内所消耗的功率Ps之和)之比。即 上式还可用天线输入端的辐射电阻Ro和损耗电阻Rs表示，即 可见，要提高辐射效率，应设法增大辐射电阻和减小损耗电阻。 2.方向性系数 为了定量表示天线辐射功率在空间的集中程度，我们采用方向性系数D，并定义如下： 在相同的辐射功率下，天线产生于某点的电场强度的平方E 2 与点源天线(无方向性辐射源)在该点产生的电场强度平方Eo 2 之 比，叫做该天线在该点方向的方向性系数，即 P rz 和P DZ 分别表示该天线与点源天线的辐射功率。由定义可知，由于天线在各个方向辐 射强度不同，方向性系数D也不同，一般所讲的某天线的方向性系数，都是指最大辐射的方 向性系数(除注明方向)，并且实际天线的方向性系数都是大于1的。 3.增益系数 天线增益系数等于天线效率η与其方向性系数D的乘积，即G=ηD。天线增益比天线方 向性系数更全面地反映了天线的性质。天线增益不仅考虑了方向性引起的场强变化，还考虑了 天线效率对场强的影响。天线增益系数一般可用分贝(dB)表示，即G(dB)=10logG。 在工程上，人们常把上述定义的增益称为“绝对增益”，而把相对于某一特定的作为参考标 准的天线增益称为“相对增益”。 4.方向图 一个发信天线向空间各方向辐射能量的强弱是不相同的。同样，对于同样强度的辐射波， 收信天线拾取功率的大小也与电磁波的方向有关。天线方向图用来表示天线的辐射或接收强度 随空间方向的对应关系。 在指定平面上以天线振子中心为原点，绘出许多射径方向的向量，取其长度正比于各射径 方向上等距离各点处的场强，将所有向量的末端连结成一条曲线，该曲线就是天线在指定平面 上的方向图。通常取场强最大值定为1，其它各方向按最大值的百分数来标注。为了实用和方 便，人们一般取其场强在两个互相垂直的主要平面(E面和H面)上的投影来反映整个天线的方 向图。E面是通过天线最大辐射方向并平行于电场向量的平面，H面是通过天线最大辐射方向 并垂直于E面的平面。某天线的方向图如图1-11所示。 在天线方向图中，两半功率点间的夹角为方向图的波束宽度，如图1-11(a)所示。波束宽 度的大小，表示天线方向性的强弱。 立体电场等效图 5.输入阻抗 为使天线能获得最多的功率，应使天线与馈线匹配，就需要知道天线的输入阻抗。天线的输入阻抗Zin为输入端电压与输入端 电流之比。即 输入阻抗一般包括输入电阻和输入电抗。输入电阻对应于天线辐射的功率和天线系统损耗的功率，即 Rin=Rro+Rs Rs为从输入端计算的损耗电阻，输入电抗对应于天线周围感应场的无功功率。 6.工作频带 天线工作频带的含义与电路频带的含义相类似，它是指天线在工作时能符合某种技术要求的频率范围。对于只有一个频率或几 个频率相距很近的通信设备而言，天线的频带宽度无需考虑。但对于具有两个以上频率，而且频差又较大的通信设备，就不能不考 虑天线的频带宽度。 二、通信设备常用天线与架设 通信设备天线的种类较多，其性能也有所不同。就 通信设备体积大小和移动性能而言，天线则有基地固定 式通信设备天线、车载式通信设备天线和便携袖珍式通 信设备天线等。 (一)基地固定式通信设备天线 由于基地或固定式通信设备具有一定的通信范围要 求加之下属移动通信设备天线较矮的缘故，为保证视距 范围内的通信，要求基地或固定式通信设备的天线架设 应尽量高，一般架设在高层建筑物的顶部或铁塔上。 1.常用天线种类 (1)J型天线 它是将同轴线的芯线伸长而成。天线 部分长度为λ/2(λ为波长)，末端馈电借λ/4长的阻抗 变换器与同轴馈线阻抗匹配，如图1-12(a)所示，图(b) 是为了防止雷击而把电缆芯线与外皮对调而成。 (2)同轴偶极天线 它是用同轴线的外套与芯线伸 长部分组成一个半波垂直振子，在半波振子的中点接入 同轴馈电线而成，如图1-13(a)所示。 (3)布朗天线它是将半波偶极天线下半部分导体改 成四根辐向线，垂直辐射部分折叠接地而成，如图 1-13(b)所示。这样制作既能提高天线输入阻抗与工作带 宽，又能起防雷击作用。 图1-14 引向天线 (4)引向天线 它是由一根有源振子和几根无源振子(引向器和反射器)组成的寄生天线。一般有源振子长度为半波谐振长度，引 向器较有源振子约短5～15%，反射器较有源振子约长5～15%，反射器与有源振子问的距商为(0.1～0.25)λ，引向器与有源振子 间距离为(0.1～0.34)λ，其型式之一如图1-14所示。 (5)全向高增益天线 将半波振子垂直的二单元、四单元或六单元排列组阵，水平方向图没有变化，依旧为一个圆，而垂直方 向性将增强，因而可以获得全向高增益天线。 当工作频率比较高时，高增益天线还可以使用交叉连接同轴电缆段来组成，每段电缆的内导体和相邻电缆的外导体交替连接， 每段电缆的长度等于电缆中电波的半波长，外皮上的电流分布相位相同。串联后的同轴电缆全部安装在玻璃钢套管内密封，下面用 电缆引出。 2.天线架设 1)天线尽可能架设到高处，使电波传播距离增加。这点对在城市中使用的超短波通信设 备而言，尤其重要。 2)架设天线要避开周围障碍物，力求做到在通信方向上无阻挡。对输电线铁塔等小障碍 物要离开天线一定的距离，最好不要位于通信方向上；对高地的陡峭斜坡、金属、石头和钢 筋混凝土建筑等大障碍物，则要求离开天线的距离越远越好。 3)天线夹板应夹于天线内部接线器部分，不应该夹于天线发射体上，以免影响天线的性 能。 4)高频电缆不要笔直垂下，最好绕一圈，如图1-16所示。固定后，使受力分散，同时也 有避雷作用。 5)高频电缆的外层较柔软，当心破损，以免屏蔽线外露。 6)天线与高频电缆通常是用联接器连接的，必须旋接紧密，卷上防水胶带，防止水渗入(在 防水胶带外再包上塑料胶带就更可靠了)。 7)在多雷电地区，要装置避雷针。装置的避雷针在条件允许下应尽量离天线远一些，以 免影响天线方向性，并高于天线，且保护角应小于45 o (即避雷针顶点与天线顶点的连线同避 雷针的夹角小于45 o )。避雷针一定要连接大地(接地电阻越小越好)，通信设备电源的地线也应 接地。 2.车载天线的安装 1)安装前，先用万用表检查一下天线和同轴联接器中心的导通情况，同轴联接器的外部和中心的绝缘情况。 2)通信设备装车使用时，天线通常安装在车顶。对于铁壳汽车，天线通常将车顶作为地网，装置时应充分确认连接好地线。 3)装车使用时，电缆线可通过车梁引入车内。如由车罩的空隙引入，最好利用发动机室的假孔；如从窗外引入，必须注意车门 窗户的启闭不要损伤电缆。 4)装车使用时，在起伏地带及城市内，特别是大城市内会发生直射电波、反射电波、折射电波的叠加，产生多径效应，从而出 现电波的衰落及分布起伏现象。这种现象表现为通信设备收信效果的好坏，会随着通信设备位置的移动而变化。有些地方收信很差， 移动几m就可能变得很好。这时，汽车应在附近移动一下，找到通信效果最好的位置。 5)通信设备装车使用时，因天线高度很低，不要把车停在沿通信方向线上的障碍物附近或高压输电线下面。 6)当一辆车顶装多副天线时，应将其间距离尽量拉大。这样既能减少相互干扰，又能提高天线无线电波辐射效率。 7)利用车载天线架设简易基地台。 (a)应架设地网(通常采用铁板制成)。 (b)天线架设越高(例如房顶、山顶等)，通信距离将增加，甚至超过额定距离。 (c)如果条件许可，应将天线架设在面向通信方向的山坡上或侧面斜坡上。 (d)天线架设在草房、木房或一般砖木结构房屋内，对通信能力影响较小，但在石头或钢筋混凝土建筑物内架设天线，则影响 很大。这时应尽可能将天线置于房顶层(但不要在正好有金属结构的屋顶下)，或选择朝向通信方向的窗口处。 (8)当天线周围有强烈干扰(特别是汽车火花干扰等)时，应设法更换天线的架设位置。 (三)便携或袖珍式通信设备天线 1.常用天线种类 (1)鞭状天线 它是便携或袖珍式通信设备最常用的一种天线，也是天线中最简单、最基本的型式。常用 的有拉杆式，接杆式和蛇骨式。 鞭状天线在水平面内是全方向性的，它在水平面内的辐射图形近似于一个以鞭状天线为中心的圆。但是， 由于人体效应影响了辐射图形，形成了一定的方向性。 (2)螺旋天线 它与鞭状天线一样，也是便携或袖珍式通信设备常用天线之一如手持试对讲机基本采用螺 旋天线。它的最大辐射方向在垂直于螺旋轴的平面上，即在水平面内天线为全方向性。螺旋天线与λ/4鞭状 天线相比，虽然增益稍低了一些，但是天线的长度可缩短2/3或更多，而且仍然保持“自谐振”，携带也更方 便。 2.使用注意事项 1)在通信距离不远或信号较强时，通信设备方向性一般情况下不明显，通信双方应使天线互相背向倾斜； 当不易辨别通信方向时，可将通信设备缓转，确定一个最佳可听度方向。 2)在低凹地方通信时，应使天线高出地面一定的长度， (四)通信设备天线的维护 由于天线长期在室外恶劣气候条件下使用，所以定期维护是非常必要的。应在相应的部位上定期涂漆、 涂油、密封，尤其是电接触部位。如发现有氧化腐蚀现象，应及时采取措施，用以密封的橡胶零件，如发现 老化开裂，应及时更换。 欧姆定律是电学基本定律之一，在有稳恒电流通过的电路中，电流和电压（电动势）与电阻间的依存关系。欧姆定律的发现源于德 国。发现者欧姆是安培电学研究的继承人。他最初的实验，是着重研究各种不同金属丝导电性的强弱。他用各种不同的代替，来观 察磁针的偏转角，并于1822年发现了电学上的一个很重要的公式：电流等于电动势除以电阻。这就是欧姆定律。这一定律可表示 为两种形式：一是部分电路的欧姆定律，通过部分电路的电流，等于该部分电路两端的电压，除以该部分电路的电阻，即I=U/R。 二是全电路的欧姆定律，即通过闭合电路的电流，等于电路中电源的电动势，除以电路中的总电阻，即I=E/(R+r)。欧姆定律及其 公式的发现，给电学的计算带来了很大的方便。人们为了纪念他，将电阻的单位定为“欧姆”，简称“欧”。 1789年3月16日，欧姆出生于南德意志巴伐利亚的爱尔朗根（Erlangen）。1805年5月，欧姆考入爱尔朗根大学，但只读了三个 学期就被父亲送到了瑞士农村。 他父亲认为农村的清新空气和纯朴的社会关系，将会更有利于欧姆潜心学习。在这以后6年中，欧姆一边自学，一边担任中学 教师和家庭教师，取得了父亲预期的效果。1811年，欧姆再度进入爱尔朗根大学，并于同年10月获得博士学位。毕业后，他在母 校担任了一年半的无薪助教，这是他直到1849年以前在大学的唯一的一次任教。欧姆考虑到，在德国等级森严的师资队伍中，无 薪助教处于最低层，想要登上这个金字塔的顶端是可望而不及的事。于是，他决定暂时离开大学，以便能够较自由地从事科学研究。 1813－1817年间，他在巴姆堡一所中学任教。1819年，他又转到科隆一所经过改革的耶稣学校当教师。那里教育风气之浓，在当 时的德国是屈指可数的。他在那里系统地学习和研究了著名科学家拉普拉斯、泊松、傅立叶和菲涅耳的经典著作，从而为自己今后 从事科学研究打下了坚实的理论基础 欧姆根据库仑（ Coulomb，1736－1806）在1784年发明的扭力秤，设计出一种丝悬磁针电流计，这种仪器不需要被测量 的电流通过仪器本身，只需将磁针置于电流的附近，就能根据磁针偏转角确定电流强度。由于磁针偏转角与电流强度的线性关系， 使他能正确地将电流强度作为一个电路参量抽象出来。另外，他又根据塞贝克（k 1770-1831）在1822年发现的温差 电效应，设计出一台温差电池。温差电池的优点在于，它的电动势与温差电偶两端的温度的差成正比，而且它不会产生伏特电池所 固有的电极极化的现象，这就使他能够将电动势抽象出来，作为电路的另一个重要参量。欧姆就是这样在1826年通过实验总结出 了欧姆定律： I=E/(R+r) 其中，I表示电流强度，E表示电动势，R为电路电阻，r为电池电阻。 频率稳定度很高的库拉普振荡电路 库拉普振荡电路如图A-(a)所示，为考毕兹电路的变形。图(a)的振荡频率f为由图示的L，C1，C2，Cv值决定的。 在实际的电路中，晶体管的电极间容量也是决定振荡频率的要素。而此一电极间容量也会随着电源电压与周围温度而变化，而 使振荡频率也发生变动。 可是，在图(b)的库拉普电路中，电容器Cs是与线圈以及晶体管串联。如果Cs 此处，如果C1，C2值比晶体管的电极间容量大时，便不容易受电极间容量的影响。因此，库拉普振荡电路为频率稳定度很好 的振荡器。 (库拉普振荡电路为考毕兹振荡电路的变形，主要是为了改善考毕兹振荡电路的温度特性。因此，可以使用于低频率至VHF频带的 范围。) 备注栏……关于谐振电路 使用压电元件做为谐振电路，而以与谐振频率偏离的情况下工作原理时，其等效上相当于线圈与电容器工作原理。在此场合， 当作线圈工作原理时称为L性，当作电容工作原理时，称为C性。 如图B所示的谐振频率为fo，工作原理频率为f时，以所加入的电压V为基准，流过线圈的电流为fz，流过电容器的电流为 Ic，其向量图也如图中的箭头所示。 在图(a)的场合fo L 大，因此，当作电容器工作原理。此时称之为C性或容量性。 在图(b)的场合fo>f时，Ic比I L 大，因此，当作线圈工作原理。此时称之为L性或电感性。 第四章 PLL电路的设计与制作 在通信机等所使用的振荡电路，其所要求的频率范围要广，且频率的稳定度要高。 在上章中所介绍的LC振荡电路的频率变化为改变电感值或电容值，为了达到振荡频率的稳定，除了电路的构成要注意以外，且必 须选择最适当的零件。 但是，无论多好的LC振荡电路，其频率的稳定度，都无法与晶体振荡电路比较。但是，晶体振荡器除了可以使用数字电路分 频以外，其频率几乎无法改变。 如果采用PLL(相位锁栓回路，PhaseLockedLoop)技术，除了可以得到较广的振荡频率范围以外，其频率的稳定度也很高。此 一技术常使用于收音机，电视机的调谐电路上，以及CD唱盘上的电路。 4-1PLL电路的基本构成 PLL电路的概要 图1所示的为PLL电路的基本方块图。此所使用的基准信号为稳定度很高的晶体振荡电路信号。 此一电路的中心为相位此较器。相位比较器可以将基准信号与VCO (Voltage Controlled Oscillator……电压控制振荡器)的相位 比较。如果此两个信号之间有相位差存在时，便会产生相位误差信号输出。 (将VCO的振荡频率与基准频率比较，利用反馈电路的控制，使两者的频率为一致。) 利用此一误差信号，可以控制VCO的振荡频率，使VCO的相位与基准信号的相位(也即是频率)成为一致。 PLL的构成 PLL可以使高频率振荡器的频率与基准频率的整数倍的频率相一致。由于，基准振荡器大多为使用晶体振荡器，因此，高频率 振荡器的频率稳定度可以与晶体振荡器相比美。 只要是基准频率的整数倍，便可以得到各种频率的输出。 从图1的PLL基本构成中，可以知道其是由VCO，相位比较器，基准频率振荡器，回路滤波器所构成。在此，假设基准振荡 器的频率为fr，VCO的频率为fo。 在此一电路中，假设fr>fo时，也即是VC0的振荡频率fo比fr低时。此时的相位比较器的输出PD会如图2所示，产生正脉 波信号，使VCO的振荡器频率提高。相反地，如果fr (此为利用脉波的边缘做二个信号的比较。如果有相位差存在时，便会产生正或负的脉波输出。) 此一PD脉波信号经过回路滤波器(LoopFilter)的积分，便可以得到直流电压VR，可以控制VCO电路。 由于控制电压vr的变化，VCO振荡频率会提高。结果使得fr=f。在f与f的相位成为一致时，PD端子会成为高阻抗状态，使 PLL被锁栓(Lock)。 相位比较器的工作原理 此所说明的相位比较器为相位．频率比较器(PFC：Phase-Frequency Comparator)之型式，后述之LSI MC145163P便内藏 有此一电路。 此一型式的相位此较器并非只做相位的比较，也即是，并非只做 率比较器工作原理。 所谓相位差利时△与时间t的关系为 在只做相位检出的场合，例如，可能分辨不出是延迟300°或前进60°。可是，在相位-频率比较器中，如果fr>fo则被视为是相 位延迟。 回路滤波器的选择方法 回路滤波器的时间常数与PLL控制的良否有很大的关系。其详细的计算方法虽然不在此说明，但是，基准频率fr为l0kHz时， 输往回路滤波器的脉波周期为0.1mS。 为了保持电压值VR而增大回路滤波器的时间常数时，便无法追踪VCO的振荡频率的变化。如果时间常数太小时，会在VR 上出现涟波，使PLL的稳定度恶化。 因此，根据经验，回路滤波器的时间常数，选择大约为基准频率的周期(1/fr)的数百倍。在此选择约为数十mS。 之比较，在频率f不同的场合，也可以做为频 5-2使用DBM的频率变换电路的设计-制作第二部分 DBM电路的设计 DBM电路的构造简单，在设计时要注意以下几点： ▲各输入出端子的阻抗要取得匹配 在此，使各输入出端子的阻抗设计为50Ω。如果没有取得匹配，发生反射波，会使DBM电路的平衡遭受破坏，且产生不必要 的辐射干扰。 为了取得匹配，可以如图8所示，插入阻抗匹配体(pad)，此虽然会使信号衰减约3dB，但是，如图(b)所示，即使在最壤的场 合，SWR也为3以下，反射可以减为一半以下。 图8 使用阻抗匹配体的效果 (使用此匹配用电阻，虽然会使信号衰减3dB，但是，可以减少不匹配的影响。) ▲要选用特性一致的高频二极管 最理想的二极管为顺方向电压为0V,实际上为不可能。因此，如果使用顺方向电压特性为一致的4个二极管，也可以使其工作 原理接近理想。当然，最好是顺方向电压愈低，电极间电容量愈小。 ND487C1-3R管脚极性 ND487C1-3R最大极限参数值 参数 功率耗散 结温度 储藏温度 焊接温度 注1：每个结的温度 注2：每个端子10秒内一次 ND487C1-3R电气指标参数值 参数 正向电压降 正向电压降 正向电压降差异 结电容 结电容差异 符号 V F1 V F2 条件 I F =50mA I F =1mA I F =1mA V R =0,f=1.0MHz typ 0.2 0.9 max 0.7 0.3 0.02 1.2 0.2 单位 V V V pF pF 符号 P d T j T stg 规格 75( 注 1) +150 -65~+150 230( 注 2) 单位 mW ℃ ℃ ℃ (a)外形规格，电气指标特性 △ F2 C T ( 注 3) △ CT (注4) V R =0,f=1.0MHz 注3：在①~④，②~③端子间测试 注4：在①~④，②~③端子间测试 图9 Shottky Barrier Diode Quard ND487C1-3R的特性 [取自日本电气公司之规格表](将4个特性为一致的二极 管在内部连接) 在此使用称为Shottky Barrier Diode Quard的ND487C1-3R(NEC)。图9所示的为其特性图。将特性为一致的4个二极管在 内部连接，为DBM的专用品。 由特性图可以知道输入输入端子2的振荡器的输入电功率为+3dBm(约2mW)~l2dBm(约16mW)。此时的变换损失为5.5dB， 再加上阻抗匹配体的损失3dB，总共有8.5dB的损失。 ▲DBM用变压器 变压器可使用环形铁芯(Toroidal Core)或使用电视UHF用的锰镉铁芯。在此使用图10所示的Amidon公司的环形铁芯 FT37-#43，使用直径0.26mm的漆包线做3重的4圈卷绕，以作出1：2的变压器T1，T2。 图10 DBM变压器的作法 (使用漆包线做3重扭曲卷绕) 通高频滤波器的设计 由DBM所输出的信号为(f in +f osc )与(fin-f osc )，利用通高频滤波器可以只让(f in +f osc )通过，而将(f in -f osc )衰减。 图11所示的为通高频滤波器的设计式子与数据。称之为定K型滤波器，可以得到输入出阻抗为50Ω，截止频率为50MHz。 图11 通高频滤波器的设计 (由定K型滤波器的公式，可以计算出L，C值。由于电流值很小，因此不存在电流容量的问题。) 由图中的公式，可以得到线圈值为L=0.159μH 此可以在Toroidal coreT37-#10上，以直径0.5mm的漆包线卷绕8圈。由计算式，可以得到C=63.7pF，在此使用C=68pF。 频率变换器的制作与调整 频率变换器的全体构成如图12所示。图13为印刷电路基板。 在DBM部分为将接地图样扩广。将二极管ND487C1-3R与变压器T1，T2以最短距离连接。 调整方法如下。首先，如图14所示，将计频器连接在振荡电路的晶体管Tr1射极，然后调整修整用电容20pF，使振荡频率成为 10MHz。 如果将此一修整电容器调至最大，振荡频率也是10MHz以上时，则于基板的背面再并联10pF的电容。 (如果f IF 信号位准太小时，DBM电路不会工作原理。在此根据二极管的特性，定为+3dBm。) (调整得到3倍频的频率，输出位准为3~10dBm。DBM的局部振荡位准低的时候，变换损失会增大。) 图13频率变换电路的印刷电路基板 (将DBM部分的印刷电路铜箔图样用接地铜箔包围。在没有装设零件的部分，可以用来做为简易SSG的VXO电路用。) PCB PROTEL文件格式下载 接着，使用示波器连接在B点(使用10：1的测试棒)，交互调整T4与T5，使3倍频的30MHz的波形为最大。为了使3倍频 电路的谐振电路所产生的假像成分减少，使用2级的调谐电路。 调整后，B点的电功率为+3dBm(2mW，50Ω负载时的电压约0.32V)以上时，DBM的变换损失为5.5dB。B点的电功率为+3dBm 以下时，代表变换损失有增加，但是，只要在-2dBm以上时，仍具有实用性。 所制作的频率变换器的特性测试 频率变换器的特性可以如图15(a)所示，使用SSG与电场强度计测试其特性。图(b)所示的为使用SSG与50MHz的接收机做 为测试的情形。 (如果没有电场强度计时，也可以如(b)所示，使用SSG与接收机，以及衰减器，便可以得到正确的变换损失值。) ▲变换损失与频率特性 频率变换器的变换损失为9dB。由于在输出端子3加有衰减度为3dB的电阻匹配器，因此，DBM本身的变换损失为6dB。 根据厂商的特性图，可以知道变换损失为5.5dB，仍然是在设计规格的变换损失10dB的范围内。 频率特性可测试至200MHz，且可以得到完全的平坦特性。 ▲动态范围特性 图16所示的为输入位准(level)对输出位准的特性。根据此一数据，可以判断可以使用信号位准的最大值。 在DBM电路中可以使用的信号位准的最大值为如图所示，可以用1dB抑压点表示。此为输出发生饱和，使本来四输出的信号 生位准会下降1dB而成为实际的输出。 图16所制作的频率变换器的输入：输出特性(由SSG所加在频率变换器上的信号位准为-5dBm以下时，不会发生失真。变换 损失为9dB。) 由于发生1dB抑压点的输入信号位准为-2dBm，因此，频率变换器的最大输出信号位准为-11dBm。 最近，虽然由厂商所出售的二极管DBM单元的价格很低，但是，为了实际了解DBM电路的工作原理原理，自己制作也是有 意义的。 5-3 接收机用晶体变换器的设计-制作第二部分 放大电路/调谐电路的设计 接着，利用图21决定偏压用的电阻值。首先，决定R1与R2值，使V G1S ＝0.5V。假设R2＝47KΩ时，I 1 ＝V G1S /R2=(0.5/47)×10 -3 ， 则R1=5.5/I 1 =517KΩ 在此，取R1=510KΩ。用同样的方法，可以求出R3=47KΩ，R4=100KΩ 图21 放大电路的直流工作原理点的求法 (利用电阻的分压，可以决定V G1S ，VG2s的通流电压。) 图22所示的为包含直流电路数值的电路。调谐电路的L为使用FCZ研究所的144-10S，此虽然为144MHz用的线圈，在此 做为谐振频率为122MHz使用。在144MHz时使用C=7pF，因此，在122MHz的谐振频率时， C=7×(144/122) 2 ，约=10(pF) 图22 高频率放大电路的设计 (为了扩宽频带宽，使用交错双调谐电路。由许多谐振频率不同的电路所组合而成，各谐振电路的特性尖锐。) 由于输入侧的谐振电路的信号源阻抗为50Ω，因此，Q值很小，频带宽较为宽广。输出端的谐振电路的Q值较大，此为利用 二个谐振频率不同的谐振电路电路以交错(stagger)方式组合而成，称之为交错谐振电路。 频率变换电路的设计 Dual-Gate FET为利用G2电压而改变顺方向传达电导|y fs |。利用此一特性，可以做乘算工作原理。 (利用局部振荡器的信号，改变FET的放大率，此为最基本的乘算电路。) 在图23中，例如V GS2 的工作原理点的1V，于G2加入1Vp-p的信号f osc ，则随着f osc 振幅，|y fs |会在2mS～16mS间变化。 因此，放大率(×A倍)会随f osc 振幅值而变化，fs的振幅会做A倍的变化。 如此，Dual-Gate FET可以当做乘算电路工作原理，而产生(fs－f osc )与(fs＋f osc ）信号。 图24所示的为频率变换电路的原理图。在如图(a)所示之由晶体管或FET所构成的乘算电路中，输入fs与f osc 二种频率信号 时，由于此为不平衡型的频率变换电路，因此，输出会有(fs－f osc ）,（fs＋f osc )，fs,f osc 四种频率成分。此与DBM电路的最大不同 点为，在输出也会出现载波成分fs与f osc 。 DBM的Double Balanced的意思，便是fs，f osc 不会出现在输出端。 图(b)所示的为利用Dual·GateFET构成频率变换电路的情形。 (此一方式的频率变换后的输出信号有4种，可以利用谐振电路只取出所希望的信号。但是，如果此4种信号的频率太接近时，则 很困难取出。) 由高频率放大电路所输出的信号加在闸极1(G1)，而由局部振荡电路所输出的信号加在闸极2(G2)，再由LC谐振电路取出所 需要的f IF …… (fs－f osc )信号。 图25 频率变换电路的工作原理 (要使频率变换效率提高，V G2S 的大小很重要。在FET的场合，G2的注入电压必须为数Vp-p。) 在实际的变换电路中，如图25所示，为了使V GS2 =1V，其电阻值如下。R5=220KΩ，R6=47KΩ， 另外，加在G2上的高频率电压称之为注入电压，此可以利用修整电容器C T 调整为0.5～1V。 6-3 FM解调/中频放大电路设计制作第一部分 FM解调电路 FM解调电路为将频率的变化 △ f变换成为电压的变化 △ V的电路。也即是，前所说明的FM调变电路的相逆工作原理。 图17所示的为广播用FM接收机的方块图。共分为前端(front end)电路，FM中频电路，FM立体电路三大部分，其中的FM 解调电路为FM中频放大电路的一部分。 此处的FM中间频率放大电路包含有10.7MHzIF放大，限制器，FM检波电路。中频即为一般所谓的IF (Intermediate Frequency)。 (由于LSI化的进步，最近的FM接收机电路也大多只有2~3个IC构成，各厂家有不同的商品化IC。) FM中间频率放大电路的工作原理原理 图18所示的为FM中间频率放大电路的方块图。 由前端部所变换而得的中间频率f IF =10.7MHz信号，输入此一电路。此一f IF 经过晶体管与TA7303P所构成的中频放大电路做 80～100dB的放大。又经过晶体管放大电路与TA7303P之间所连接的陶瓷滤波器CF，以得到所必要的频带宽。 在7A7303P的内部，利用限幅器(limitter)电路，将信号的振幅限制，使信号位准为相等。此限制电路是利用晶体管的饱和特 性或二极管的波形上升特性做成的。但是，对于小信号而言，并不工作。 (此包含中间频率10.7MHz的放大与限制器，检波，低频率放大等电路。) 将FM信号变换成为声音信号的检波电路是采用差动峰值检波方式。 经过检波后的信号再经过解强调(Deemphasis)电路，将高频率衰减。因为，一般的FM波，在传送方有使用预强调(Preemphasis) 电路，将高频领域预先加强后再做调变，为了使最后所得到的频率特性平坦，在检波后需要使用解强调电路。如此，可以得到S/N 良好的信号。 表2所示的为所设计的FM中间频率放大电路的电气指标要求。 电源电压为9V，输入限制电压为30dBμ。如果将FM电路做全体考虑，前端部的放大率为30dB时，则输入天线的信号为0dBμ 时，使可以达到此一输入限制位准了。 选择度的规格订为频带宽300KHz(-3dB)或稍微宽一些。 对于检波电路的检波频率范围足以10.7MHz为中心。±250KHz。 电 源 电 压 中 心 频 率 输 入 限 制 电 压 （-3dB）限制 频 带 宽 （-3dB） (-20dB) 9V 10.7MHz 30dBμ 300KHz 800KHz 中心频率 ±250 KHz 检 波 频 率 范 围 表2 FM中频放大电路的设计要求 (输入限制电压是指可以使限幅器开始工作原理的信号位准。此时会衰减3dB。由规格可以知道输入信号为30dBμ以上时，限制器 便开始工作原理。) 利用晶体管构成中间频率放大电路的设计 在初级的晶体管放大电路为采用高频率放大用的晶体管2SC2669。图19所示的为晶体管的特性。在f=10.7MHz时的电功率 放大为30dB。 设计规格的输入限制电压为30dBu，由于输入下一级的IF放大器TA7303P的输入限制位准为50dBu，因此，此一晶体管的 电功率放大率必须为20dB以上。由于考虑到滤波器的损失为6dB，因此，电功率放大率应该为26dB以上。 根据晶体管2SC2669的特性，只需要1级放大便已足够了。 如果手头上所拿到的2SC2669Y的h FE 为130～170，可以以h FE =150做为设计计算基准。 由于输入信号位准很小，因此，工作原理集极电流为较小值的3mA。 高频率放大用硅NPN晶体管2SC2669 参数名称 集极-基极间电压 集极-射极间电压 射极-基极间电压 集极电流 基极电流 集极损失 接合温度 保存温度 符号 V CBO V CEO V EBO I C I B P C T i T stg 参数 35 30 4 50 10 200 125 -55--125 单 位 V V V mA mA mA 单位：mm TOSHIBA 2SC2669 PDF文件资料下载 Adobe Acrobat阅读软件下载（中文版） ℃ ℃ )[取自东芝的产品规格表] 参数名称 集 极 截 止 电 流 射 极 截 止 电 流 直流电流放大率 集极-射极间饱和电压 集极-射极间电压 暂态频率 集极输出容量 C C · r bb 积 电功率放大率 符号 I CBO I EBO h FE ( 注 ) V CE (sat) V BE fr Cob Cc · r bb Gpe 测试条件 V CB =35V.I E =0 V EB ==0 V CE =12V.I C =2mA Ic=10mA.I B =1mA Ic=10mA.I B =1mA V CE =10V.I C =1mA V EB =4V.I E =0.f=1MHz V CE =10V.I E =-1mA.f=30MHz Vcc=6V.I E =-1mA.f=10.7MHz 最小 - - 40 - - 100 - - 27 标准 - - - - - - 2.0 - 30 最大 0.1 1.0 240 0.4 1.0 - -3.2 50 33 单位 μA μA V V MHz pF ps dB 注：h FE 分类 R：40~ 80，O：70~140，Y：120~240 图20 晶体管放大电路的设计 (此一电路采用电流反馈偏压电路，其温度稳定度很好。) 晶体管工作点的设定，图(a)为直流电路常数的求法，图(b)为交流等效电路。 常用的超再生接收和ASK发射电路 超再生接收是编解码电路最常见的一种形式，成本低廉，灵敏度高，电气性能满足一般的应 用环境。除此之外如超外差等也较多见，从根本上说也是一种发展取代的方向。 有一个很重要的概念：超再生接收电路全称“自息/他息灭式再生检波电路”，从这个定 义上可以知道1：它归属检波电路的一类；2：它是一个工作在间歇状态的检波电路；3：这 个检波电路利用了再生原理。 上图是再生检波的基本图，其中C2起正反馈（再生）作用，R3R2R1共同决定N的工作 点。电路调好时，该检波电路有很高的灵敏度指标。但当这个检波电路再生分量过强时就会 产生高频振荡。 在60、70年代该电路直接用于民用中波收音，该段加上音频放大复用成“再生来复式收 音机”。不敢用于短波，那时的管子fT太低--现在FT大于1G的管子一抓一大把，直接检波 效果我看比那些粗制滥造的什么“十波段全球牌收音机”灵敏度指标差不到哪去？（增益值 大家可以算出） 那时候，不敢用到短波，因是直接检波，故对几M--几十M的信号而言，性能大打折扣。 可以这么理解：干脆把这个电路调到振荡去（增益很高），然后在A点加入个频率低得多的 电压，让电路（N）的工作点随该电压的变化简歇振荡工作---这就是超再生电路，这个外加 的电压称为熄灭电压。超再生式接收电路在无信号输入时，由于外界或内在的噪音电压的激 发，会产生不规则的杂乱振荡，导致输出极大的噪声，这是超再生电路的一个主要特点。其 原理如下图所示。 超再生电路按熄灭电压来源的不同，可分为他熄式和自熄式两 种，这个外加或自生的电压决定了超再生的熄灭频率。前者采用独 立的振荡电路来产生熄灭电压，后者有管子本身兼产生熄灭电压。 自熄式电路简单、经济效率也高相对使用得更为广泛。以下也主要 介绍这种电路形式。（图2图3图4图6电路参数为对应27MHz，图 5对应266MHz频率）。 图2是超再生的祖宗级电路，特点：灵敏度很高，相当于一台 有独立本机振荡、一级混频、两级中放的标准超外差接收电路；对 晶体管要求不严，允许很低的工作电压（譬如3V）环境仍保持差不 多的参数。 60年代的民用收音机多用此电路，估计是那时的管子实在是太昂贵 的原因。缺点：带一铁芯变压器（取音频） 图3是演变电路，省了变压器，参数有所降低。 图4电路外围电路最为简单，理论上性能指标也较差，目前成 批生产的产品多于它的“加强版”如图5的电路（电路最大的改进 在于晶体管的大致工作点由D1R4所构成的“嵌位电路”所决定，从 而解决了大批量生产时晶体管参数指标“离散性”所造成的后期工 序中的统调问题）。 图6是使用场效应管的电路。成品有很高的性能，超再生所普 遍存在的选择性和抗干扰指标差的缺陷，在这种电路里能得到一定 的遏制。这类电路目前很罕见。 图2 图3 图4 图5 图6 使用场效应管的超再生式接收电路，成品有很高的性能。 和超外差电路的调试工作相比较，由于电路简单，整体指标受元件个体之间参数的差异 或PCB板材质的不同影响严重，每个外围元件的更改都可能使实际电路的情况变得微妙起来， 所以超再生电路的调整更需要耐心。常见的ASK发射端电路， 如上图俩编码载频发射电路， N用任一款UHF段的NPN管，L可以用0。41漆包线4T左右（对应266MHZ，315MHZ把线距拉 宽点便可，400MHZ 3T）。装好后，工作电流约3MA（12V），没仪器又想知道它启动了没的话， 可以用手指触摸PCB板元件的焊点，若电流有1MA左右的变化，便OK！接下来的是你的发射 和接收的统调问题。 接收电路的调整主要是晶体管最佳工作点的问题，所涉及到的元件主要是晶体管的基极偏 置电阻大小和射-集极间的反馈电容参数值（具体详细选用和调整方法参考简单的单通道无线 电遥控设备一文及本站有关超再生电路的其它文章介绍）。也可以使用示波器，针对目前最 为普遍的图6电路，参照右图接输出点1ms/0.5vp-p档，无信号时，其中图一是调好的正常 电路的输出波形，幅值在0.5VP-P以上。实际的波形很杂乱，但线条很细，有低放的话，声 音是介于温柔的“丝---”和粗哑的“沙--”之间。图二是N工作不稳定的输出波形，幅值低 且线条粗而稀疏，不稳定到什么程度呢？譬如说不移动PCB板，而在下面垫张厚点的纸什么 的，波形都有可能改变。IC2001和K所说的问题应该属此类。图三的输出波形除偶有个把突 起外基本近于直线---电路没工作。 七八十年代之前的编解码电路主要采用的是分立元件来完成，像频率编码 的RC基本单元，一般由一只晶体管及十只左右的外围元件组成。 进入80年代中后期，随着CMOS技术和中、高密度集成电路的技术的 成熟，市面上开始出现了专门为遥控系统设计制造的编码与译码集成电 路，专用编解码集成电路的出现，使得系统在设计简单化的同时，可靠性、 性能价格比方面的指标也得到加强，这类电路中具有代表性的产品如 LM1871/1872、MC145026/145027、PT2262/2272、ED5026/5027等，大都具 备了静态功耗低(μA～mA级)、外围电路简化、可提供的功能或控制口多 等特点，专用编解码集成电路的出现也使得这类设备在进入公用系统中使 用成为可能。 公用系统指的是可以以低成本的形式为广大用户所使用和服务的一 种机构或设备(如机动车防盗)，在介绍这类系统编解码电路特点之前，我 们先理解“身份识别”这个概念。 仍以“单通道超再生无线电遥控器”为例，假设某厂批量生产这类设 备，并被用户大量购买和使用，那么便带来一个问题，是什么呢?比方说 甲、乙两人同时使用了这种设备进行遥控模型车的竞速比赛，由于执行机 构都是使用噪声控制的原理，那么必然会发生甲的遥控器在控制本方的同 时，也控制了乙方的模型车，这种情况对乙方亦然，最终场面一片混乱。 为了解决这种情况，厂方可能会生产几种类型的遥控器，将彼此间发射频 率错开，但这种方法是相当局限的。 集成化编解码电路和芯片由于引入了专门的“身份识别”也称“寻 址”的概念，使得该类问题迎刃而解。 以PT2262/2272集成化编解码芯片组为例，这是一种18脚双排DIP 塑封的芯片，片上有A0～A5共6个地址编码设定端，每一位可以编为 “0”(接地)、“1”(接Vcc)和“开路”三种状态，利用A0～A5这6位地 址线可提供729位寻址可能，除了地址编码端口，PT2262/2272还提供 A6/D0～A11/D5共6个地址/控制数据编码设定端口，这6个端口是双用的， 仅用于地址解码功能时，和前面的端口加在一起芯片共可提供312=531441 种不同寻址，当全部用于控制数据设定时，则可提供26=64种数据码。 这几年，半数以上的私家车主大都安装了一种被厂家称为“机动车防 盗器”的设备，操作者配带一只锁匙扣大小的遥控器，便可远距离实施对 机动车的防盗设置或解除或启动或熄火的操作，相当方便，在这类国产的 系统中，有八成以上所使用的便是PT2262/2272或VD5026/5027芯片组， 系统频点使用270MHz或320MHz(近期又使用480MHz陶瓷稳频元件)。 这种无线防盗器，厂家一般仅使用PT2262/2272中A6/D0～A11/D中 的两组作为数据设定端口，其它端口全部供寻址。 集成化专用编解码芯片在解决了进入公用系统中身份识别问题的同 时，也带来了它们的安全隐患。这个隐患起源于系统“地址编解码”端口 的设定，由于遥控锁匙扣和接收机编码是一一对应且恒定的，故一旦掌握 这个编码便可轻易使这个系统“解除警报”。 实际上当PT2262/2272该类芯片问世并被极大范围地应用于公用系统 中去的时候，它的对手也像“幽灵”一样随之出现。” 这个对手一般有两种：一是被称为“空中编码侦测器”的设备。内含 一高频接收机、一个记录分析仪或微电脑，使用时操作者只需将高频接收 机调至适合的频道，一旦有信号出现，便瞬间取得合法用户的“身份识别 码”。另一种是被称为”编码扫描器”的设备，这是一种“主动出击”型 的设备，使用时，设备内含的由微机或时序电路控制下的编码器会自动将 全部的编码依次编出，并通过无线电发射出去，一直到原接收器响应为止。 由于固定编解码电路的地址设定数目有限，故扫描器在极短时间里可行， 这个破解时间一般可以由寻址端口组合数＊(接收器解码周期＋合适的保 护间隔时间)/2计算出，像PT2262/2272芯片组，破解时间一般不会超过 2小时，对VD5026/5027而言则更短。 值得注意的是，这类设备由于其工艺简单，稍具高频电子及编解码知 识，花点时间便可制造，所以在国内近几年也被大量的使用，目前在有些 地方，该类设备甚至只要出资500元人民币便可到手! 进入90年代，公用系统的安全性问题成了一个不可回避的现实问题。一些以往在军事和外交场合才会出现的“防君子也防小 人”的加密编解码方式开始被应用于民用系统中去。在这类系统中，真正意义上的加密编解码方式其代表作有以下几种：1 以加 密算法为核心的编解码方式。2 复合加密编解码方式(如双向编解码(一种需要二次确认合法身份的加密编码方式)等，由于该类 方式形式较多，这里不作讨论。 那么什么是加密算法呢?以下是为了便于我们掌握“加密算法”大体轮廓的描述。 仍以PT2262/2272芯片组为例，操作者假设不使用固定寻址编码，而是通过以下方式设立的话，那么他们的系统也可以成为一个原 始的加密编解码体系，方法如下： 1 寻址编码端口的设立采用当天的日期号码数字转化成二进制代码，不足位数用“0”或“1”代用。 2 自选一个二进制代码，位数可以是2～4位。 3 将个人偏好的二进制代码嵌入二进制日期代码，方法可以是相加或相减成为最终地址编解码端口的设定方式。 用此方法，PT2262/2272便可以按加密编解码方式进行运作了，由于日期每天一变，故寻址编解码端口的设定也不同，由于接 收方事先知道这个加密方式，故通过设立仍然可以取得同步从而获得有用信息。另外，又由于个人编好的二进制代码的使用，可以 达到防范攻击者一旦知道编码是由日期数字转化成二进制代码，然后设定这个规律时，由于无法得知个人编好代码，仍然无法得到 “合法身份证号码”的结果。 实际应用中的由加密算法支持下的编码体制一般具备以下几个特点： 1 密钥位数足够多，以对付那些虽知道算法但仍然无法通过试验密码的方法来破解信息，在高等级的加密算法中，设计者一 般均假定攻击者拥有当前最先进的计算机等硬件设备和最优秀的攻击人员，像GSM移动手机，总密钥(KC)高达64bit。 2 算法复杂，具备单向性特征。单向性特征指的是算法本身支持由原始数据往结果算轻而易举，而由结果往原始数据算，则 相当难的特征。 3 保护“密匙”，加密算法控制下的加密编解码体制和以往体制的最大区别在于系统正常使用时，系统合法“身份证号码” 是由算法加密运算后再发送出去，或者干脆只发送加密后的部分号码或其“影子”。“影子”可以理解为真正“密匙”的代用品， 犹如“临时居住证”一般，在某些关键系统中，甚至连“影子”也一次一用。 基于加密算法为核心的编解码体制较以往的编解码体制，在防范可能的攻击或侵入能力方面有了质的提高，同时这个核心的性能或 称构筑时的复杂程度也决定了系统的防范等级。 设计一个系统的防范等级，一般可以由用户或生产厂家依据自己的假定安全标准，结合成本等其它因素对加密方式或编解码方 式本身进行改造，以达到一个合理的范围。如TH150/151芯片组，其同步值厂家就设定在32k之内，并允许512次错误操作。 2024年5月11日发(作者：么志强) 第一章 高频电路基本常识 第一部分 为何要学习高频电路的知识 电子电路可以分为模拟电路与数字电路，而模拟电路又可以分类为低频率电路与高频电路。 一般的电子技术人员，首先尝试设计或制作的，大多以数位电路或低频率电路为主，此较少从高频电路开始的。其主要原因 是，高频电路较难去理解，往往所制作出的电路无法如预期的设计目标动作。 但是，如果忽略了高频电路的基本常识，也可能使所设计出的数位电路或低频率电路不能成为最适当，甚至於可能会造成动 作的不稳定。 相反地，如果能够熟悉高频电路，也可以提高数位电路或低频率电路的设计水准。近些年，无论是数位电路或以直流为主的 测试仪器电路，对於处理系要求高速化，结果也使得高频电路的基本常识相当重要。 低频率电路与高频电路的区别 为了了解高频电路的特征，在此，对低频率电路与高频电路作一此较。如下图1所示的为低频率电路与高频电路的此较。图 （a）为低频率电路，图(b)为高频电路。首先，说明信号的流通。由於在低频率电路的信号其波长较长，一般可以忽略时间因素。 因此，振荡器的输出端舆放大器的输入端可视为同一信号。也即是，在低频率电路中的信号流通如箭头的方向所示，成为闭回路， 此也称的为集中常数的考虑方法。而在高频电路中，由於波长较短，不可以忽略时间的要素。在同一时间的振荡器输出端，中途 的电缆线上，放大器的输入端的信号就非同一信号，也就是说信号像电波一样传输着，这种考虑电路问题的方法称为分布常数。 一般地，在集中常数电路中的低频电路中，对於电缆线的限制较少，可以使用一般的隔离线，重视杂讯兴频率特性。而在分 布常数电路中的高频电路中，为了不使信号发生传送路径上的失真，使用同轴电缆线，重视特性阻抗。 在放大器的输出端所连接的负载如下： 图1-(a)低频电路 图(a)低频率电路为定电压驱动……即使负载阻抗有变化，输出电 压也一定，放大器的输出阻抗Zo舆负载的阻抗ZL的关系为 Zo 图1-(b)高频电路 图b高频电路为功率驱动……信号的单位为功率，从负载能够取 出的最有效功率为在Zo=ZL状态下，也即是在阻抗匹配 ( Impendance matting)状态下。因此，低频率电路与高频的电路 分析的考虑方法方法下一样。 集中常数电路与分布常数电路 右图所示的为以传送路线为例子，说明集中常 数电路的分析方法与分布常数电路的分析方法。 实际上，无论任何低频/高频电路，也都存在有电 阻R，电容器C，线圈L。可是，如图(a)所示，在 传送路径很短的情况下，或者在低频率信号的场台， 可以忽略R，L，C的存在，当做集中常数处理。如 此，可以使电路分析简单化。 而在图(b)的场合，在传送路径较长，或者在高 频信号的场合，不可以忽略R，L，C的存在。随着 时间的经过，信号在传送路径(路线)上，会以①→② →③的情况前进。 高频电路的基本常识 第二部分 高频信号傅送分析 为了了解信号的传送，可以以图3的实验说明。使用长度为30m的同轴电檀线，在电缆综的左端连接脉冲发生器，在右端连 接50Ω的终端负载。在此一状态下，产生脉冲宽度为0.1μs=100ns的单次脉冲。 图3 脉冲信号传送实验(使用30m的同轴电缆做为实验。由信号源发射脉波宽幅为lOOns(10MHz)的单次脉波冲) 照片29所示的是以示彼器的ch A(上方)连接脉波发生器，以ch B(下方)连接负载端做为观测。由波形中可以发现ch A的脉波 发生器端舆ch B的负载端亩产生时间上的差距。 照片29 在同轴电缆上传送脉冲波的情形(5V/div，100ns/div)(图 3的实验结果，由脉波发生器所发射的脉波，经由同轴电缆传送 到负载端子此时会在同轴电缆线上产生传送时间的延迟。在空间 的电波传播速度为光速，但是，在同轴电缆线内的傅播速度要乘 以速度系敷(ÿ=0.62) 之所以会产生此一时间差的原因，可以用图4所示的电缆线内的信号传送原理来解释。在图(a)中，在脉波产生的同时，於同轴 电缆线内会产生电缆面发生了电场，此後，电荷住负载端移动而产生电流，因而会发生磁场。 也即是，随着时间的经过，信号会以(a)→(b)→(c)的情况前进。这种情况与连续波的高频信号传送相同。 双重电波……前进波舆反射波的产生 高频信号以电波形式在电缆线内传播，很快就到达电缆线的终端。在电缆线终端所连接的负载，会将所传送来的高频能量消耗。 此时，假设传送电缆线的阻抗为Z，终端负载的阻抗为ZL。而在Z不等于ZL，也即是在阻抗没有匹配的状态下，无法将高频 能量完全消耗，所剩下的能量成分会返回至信号源端。 因此，在传送电缆线上，除了有从信号源传送至负栽的前进波以外，还有从负载端返回至信号源的反射波存在。关於反射波的 存在，可以使用图3的电路实验。 照片30所示的为观察结果。照片(a)为终端负载ZL=50Ω，也即是在阻抗匹配的情况下，所得到的波形。由於前进波的能量会 在终端负载消耗掉，因此，不会产生反射波。照片(b)为将终端负载取开，成为开路状态下的情形，照片(c)为将终端短路成为非匹 配状态下的情形。由於前进波的能量没有在终端负载消耗掉，因此，会有反射波产生。 照片30 前进波与反射波的情形(5V/diV，lOOns/div)(为了观测反 射波，发射单次脉冲，在ZL=50Ω的阻抗匹配状态下，不会发生 反射波。 如果将负载开路，前进波会维持原状反射。在同轴电缆线30m 上的往返时间只花了约0.3μS。 如果将负载短路，前进波会反相而反射。反射波的相位在 ZL<50Ω时，会反转。) (a)阻抗匹配良好 (c)将负载端短路 (b)负载端开路 前进波+反射波……驻波的产生 如图6所示，将高频信号利用传送电缆线传送。如果将终端负载设为开路时，由於前进波会在负载端反射，因此在电缆线上同 时存在有前进波与反射波。此时，将前进波与反射波合成，便会在电缆线上产生电压波形，此一电压波形与时间无关，在同一位 置发生，因此称其为驻波(Standing wave)。前进波(进行波)与反射波的关系可以用反射系数表示。其关系如下： =反射波的振 幅/前进波的振幅，又 =(ZL-Z)/(ZL+Z) 图6 驻波产生分析(前进波与反射波在传送路径上合成後便成为 驻波，此驻波与时间无关永远维持一定的波形) =反射波的振幅/ 前进波的振幅，或者 =(ZL-Z)/(ZL+Z) 另外，在传送路径上所形成电压的最大值Vmax与最小值Vmin 之比，虽然称为电压驻波此VSWR，但一般的情况仅以驻波此 SWR替代。SWR可以用以下式子表示。 SWR=Vmax/Vmin或SWR=（1+︱ ︱）/（1-︱︱） 高频电路基本常识 第三部分 如何降低传输过程中的高频功率损耗--阻抗匹配 高频信号所使用的机器或电缆线，都有其固有的阻抗，一般的机器阻抗为50Ω或75Ω。各高频机器间连接时，为了有效率地 传送功率，需要阻抗匹配良好，俗称“阻抗匹配”。 图7所示的为阻抗匹配与功率的关系。 在圆(a)的电路中，假设传送方的输出阻抗为r，负载方的阻抗为R，则供应至负载的功率P为 在此，令r=50Ω，改变R值而求功率P，会得到如图(b)所示的图形。 由此，可以看出在R=r时，所供应的功率P为最大，此称为阻抗匹配。 信号的大小表示分贝[dB] 关於放大率、增益与信号的大小，一般均用用分贝[dB]表示。表示方法如表1所示有3种方法。高频电路的增益是指功率增益。(注： 国内“常用对数”表示为lg，也即log 10 X；原文为log，现保留，下同。) ▲相对位准用dB表示 对於放大器的放大率或电阻的衰减度而言，为一种相对的表示方法，此时可以用输人为基准，表示输出的大小。功率放大率Gp， 可以表示如下。 Gp=10㏒(Po/Pi)[dB] ▲绝对位准用dBm表示 以lmW为基准的表示方法。也即是以Pm=lmW为基准值，例如，P=100mW时，用dBm可以表示如下。 Gm=10 ㏒(P/Pm)=10log100=20dBm ▲绝对位准用dBμ表示 以1μV为基准的表示方法。也即是以Vp=1μV为基准值。例如，V=1V时，用dBμ可以表示如下。 Gv=20㏒(V/Vμ)=20㏒10 6 =120dBμ 对於高频电路的测试，可以使用如图8所示的标准信号发生器SSG(Standard Signal Generator)做为信号源，此一SSG的输出常 用dBm与dBμ表示。 此处，dBm为功率的输出表示。也即是，SSG的输出在连按ZL=50Ω负载并取得阻抗匹配状态下的输出值。 而dBμ为SSG的输出端子为开路状态下的输出电压值。因此，如果在输出端连接ZL=50Ω的负载时，实际的输出值比此SSG的 表达值小6dB。 图8 SSG的输出位准(对於SSG的轮出位准可以用dBm或dBμ表示。此时dBm为SSG在阻抗匹配状态下的输出值，而dBμ为 输出开路状态下的输出值。) 关於dBμ与dBm ▲dBμ是以1μV为基准的电压表示。 例如，1mV可以用60dBμ表示。 又，SSG的输出位准是在无负载情况下的表示值。 ▲dBm为1mW为基准的电功率表示。 例如，0.01mW可以用-20dBm表示。 又，SSG的输出位准为在额定负载情况下的表示值。 （数字信号及其频谱） 第二章 高频放大器设计与制作 2-1 高频信号放大器所应具备的特征 放大电路可以说是模拟信号处理电路的基本单元，尤其对高频接收机与发射机而言。在接收机里，放大电路要将从天线所输入 的µV单位的小信号加以放大，在发射机方面，功率放大电路也要将信号放大至以W为单位的信号级别。 在本章中，将依次分析小信号高频放大器，宽频带放大器，功率放大器等3种不同类型的放大电路。 2-1 在高频放大电路所要求的特性 对於所使用的频带的功率增益要高 在直流放大和低频放大电路中，增益(Gain)一般是指电压增益；而在高频率电路中，增益一般常用功率增益来表示。 例如，在图2-1所示的电路中，由天线所输入的信号为-30dBm(0.001mW)，当高频放大器的功率增益为25dB时，输出信号变 成为-5dBm。 图2-1 高频电路的增益为功率增益(在高频放大器中，一般是以每级功率增益限制在20~30dB的程度来设计。如图若输入信号为 -30dBm，增益为25dB时，放大後的信号成为-5dBm。) 产生的杂讯要很小 S/N称为信噪比，常用于表示信号的品质，反映具体信号中有用信号和杂讯的比率。 如图2-2所示，由於放大器在放大信号的同时，内部本身也会产生杂讯，故信号在输出端较之输入端的S/N值要小，品质会变差。 对於由於放大而造成信号S/N变化，可以用杂讯指数NF表示。理想放大器的NF为0dB。 图2-3所示的为改善NF的例子，在杂讯指数为8dB的接收机，连接前置放大器(pre-amplifier)的高频放大器。此时的前置放大器 的NF为2dB，功率增益为25dB。因此，连接前置放大器後的NF可以用以下公式表示。 将数值代人此公式，可以得到连接前置放大器後的NF成为 NF=10log[1.58+(6.3-1)/316]=2.03dB 由此可以看出，加入前置放大器，可以改善全体的NF，而得到高增益，低杂讯的放大器。 图2-2放大器的杂讯指数NF(S/N为表示信号品质的值。在高频放大器中，由於放大器内部会产生杂讯，导致S/N恶化。利用 杂讯指数NF，可以分析由於内部杂讯而使S/N降低的情况。内部没有杂讯的放大器称为理想放大器，其NF为0dB。) 图2-3 改善杂讯指数NF 截取点(IP：intercept point)要高 高频放大电路的输入信号有很多复杂成分，尤其是 在高频放大电路的选择性在不很高时，更有可能输入 多种成分的输入信号。 因此，在高频放大电路中，由於多种成分的信号间 会互相干扰而产生多余的信号。另外，由於放大电路 的非直线部分也会产生高谐波，这些信号互调，也会 产生多余的信号。 由于以上情况的存在，所产生的信号成为对於接收 机造成干扰的假像(SpuriOtIS)成分、高谐波成分等杂 讯。在这里，把影响最严重的3次互调失真成分与信 号进行比较，这以比较可以用截取点(Intercept Point) 表示。 图2-4所示的为截取点的方法。在图上的信号电平 与3次相互调变失真的电平相等的点，称为截取点。 由於实际的放大器电平已达饱和，因此用虚线所示的 假想延长线来求出截取点。 图2-4 截取点(在高频放大电路中，目的信号以外 的干扰信号成分称为假像成分，假像成分中，最构 成问题的是第3次互调失真。基本信号与第3次互 调失真泣准为相同的点，称的为截取点。) 小结：在实际的高频放大电路设计中，最重要的是要针对以上三点来展开设计，这很重要。 第三章高频振荡电路的设计与制作 将电气信号变化而产生波形的电路称为振荡电路。在接收机中的局部振荡电路，或者传送机中的载波信号产生器者需要使用振 荡电路。 在此准备介绍的是在高频领域中所使用的振荡电路。 3-1 振荡电路的概要 振荡电路的分类 将振荡电路从低频率到高频率可以分类如下表1所示。 表1 振荡电路的分类 （在实验之前，将振荡电路先分类，较容易理解。此表按根据决定振荡频率的元件与电路形式分类。） 其中的RC振荡电路是由电阻与电容所形成的调谐电路，因此，无法产生高谐波，不适合高频振荡电路。高频振荡电路一般 使用LC振荡电路，也即固态振荡电路。 本章将经由这些高频率振荡电路的设计、制作，而了解其工作原理与过程。 振荡电路的工作原理 图1所示的为振荡电路的工作原理说明。 振荡条件为 （1）回授的信号Vf与输入信号为同相。 （2）经过闭回路后，信号会增大，也即Aβ>1。 图1 振荡电路的原理 （由此一方框图可以知道发生振荡的原因是同一信号经过放大电路与正回授电路而产生的） 首先，将电源加在振荡电路上，在电源或振荡电路内发生微小的杂讯。此一杂讯经过放大电路放大，成为输出信号。然后， 此一输出信号的一部分经过回授电路再输入放大，便形成振荡信号。 在此，如果Vf的相位与输入信号Vi为同相，信号便会在闭回路内旋转，此为持续振荡的条件之一。另外，在回授电路中， 如果具有选择频率的功能，便能够只针对特定的频率回授。 将以上的工作过程整理后整理，其动作为放大器输出—回授电路—放大器输入—放大器输出———... 如果要满足振荡持续，其条件为： (1)由反馈电路所反馈的信号与输入信号为同相……正反馈。 (2)经过闭回路后，信号逐渐增大……Aβ>1。 振荡电路由于所使用的反馈电路不同，而可以分为许多种类。 振荡电路的特性 在设计振荡电路时，必须注意以下的特性。 ▲频率稳定度 振荡电路特性的良否，是由频率稳定度决定的，此为振荡器的重要特性。关于频率的变动可以用以下数值表示之。 频率：经过时间的变动 电源ON后，随着时间的经过，所产生的频率变动。特别是，在热机(warm-up)时的变动最大。 频率温度系数 相对于温度变化时的频率变动，用ppm/℃表示。 频率：电源电压变动 电源电压变化时的频率变动，用%/V表示。 ▲输出位准的稳定度 相对于时间，温度，电源电压的输出位准稳定度。 ▲振荡波形失真 此为正弦波输出的失真率表示。如果为纯粹的正弦波时，失真率成为零。 在高频率振荡电路中，除了上述特性以外，尚要考虑到在设计时的频率可变范围以及振荡频率范围。 第四章 PLL电路的设计与制作 在通信机等所使用的振荡电路，其所要求的频率范围要广，且频率的稳定度要高。 在上章中所介绍的LC振荡电路的频率变化为改变电感值或电容值，为了达到振荡频率的稳定，除了电路的构成要注意以外，且必 须选择最适当的零件。 但是，无论多好的LC振荡电路，其频率的稳定度，都无法与晶体振荡电路比较。但是，晶体振荡器除了可以使用数字电路分 频以外，其频率几乎无法改变。 如果采用PLL(相位锁栓回路，PhaseLockedLoop)技术，除了可以得到较广的振荡频率范围以外，其频率的稳定度也很高。此 一技术常使用于收音机，电视机的调谐电路上，以及CD唱盘上的电路。 4-1PLL电路的基本构成 PLL电路的概要 图1所示的为PLL电路的基本方块图。此所使用的基准信号为稳定度很高的晶体振荡电路信号。 此一电路的中心为相位此较器。相位比较器可以将基准信号与VCO (Voltage Controlled Oscillator……电压控制振荡器)的相位 比较。如果此两个信号之间有相位差存在时，便会产生相位误差信号输出。 (将VCO的振荡频率与基准频率比较，利用反馈电路的控制，使两者的频率为一致。) 利用此一误差信号，可以控制VCO的振荡频率，使VCO的相位与基准信号的相位(也即是频率)成为一致。 PLL的构成 PLL可以使高频率振荡器的频率与基准频率的整数倍的频率相一致。由于，基准振荡器大多为使用晶体振荡器，因此，高频率 振荡器的频率稳定度可以与晶体振荡器相比美。 只要是基准频率的整数倍，便可以得到各种频率的输出。 从图1的PLL基本构成中，可以知道其是由VCO，相位比较器，基准频率振荡器，回路滤波器所构成。在此，假设基准振荡 器的频率为fr，VCO的频率为fo。 在此一电路中，假设fr>fo时，也即是VC0的振荡频率fo比fr低时。此时的相位比较器的输出PD会如图2所示，产生正脉 波信号，使VCO的振荡器频率提高。相反地，如果fr (此为利用脉波的边缘做二个信号的比较。如果有相位差存在时，便会产生正或负的脉波输出。) 此一PD脉波信号经过回路滤波器(LoopFilter)的积分，便可以得到直流电压VR，可以控制VCO电路。 由于控制电压vr的变化，VCO振荡频率会提高。结果使得fr=f。在f与f的相位成为一致时，PD端子会成为高阻抗状态，使 PLL被锁栓(Lock)。 相位比较器的工作原理 此所说明的相位比较器为相位．频率比较器(PFC：Phase-Frequency Comparator)之型式，后述之LSI MC145163P便内藏 有此一电路。 此一型式的相位此较器并非只做相位的比较，也即是，并非只做 率比较器工作原理。 所谓相位差利时△与时间t的关系为 在只做相位检出的场合，例如，可能分辨不出是延迟300°或前进60°。可是，在相位-频率比较器中，如果fr>fo则被视为是相 位延迟。 回路滤波器的选择方法 回路滤波器的时间常数与PLL控制的良否有很大的关系。其详细的计算方法虽然不在此说明，但是，基准频率fr为l0kHz时， 输往回路滤波器的脉波周期为0.1mS。 为了保持电压值VR而增大回路滤波器的时间常数时，便无法追踪VCO的振荡频率的变化。如果时间常数太小时，会在VR 上出现涟波，使PLL的稳定度恶化。 因此，根据经验，回路滤波器的时间常数，选择大约为基准频率的周期(1/fr)的数百倍。在此选择约为数十mS。 之比较，在频率f不同的场合，也可以做为频 变频器电路设计与制作 频率变换的目的 会产生相互调变特性的影响 频率变换的原理使用乘积电路 5-1频率变换电路的概要 频率变换电路也称之为频率变频器(Converter)，为高频率电路独特的电路方式。如大家所详知的超外差(Superheterodyne)方 式，便为频率变换的一种方式。 频率变换电路可以将HF~VHF~UHF等的宽频带频率信号变换为任意的频率范围。 频率变换的目的 频率变换电路为将输入信号变换为另外的频率的一种电路。其构成如图l所示，假设输入信号频率为fs，局部振荡电路的振荡 频率为fosc，则经过频率变换后，可以得到(fs+fosc)与(fs-fosc)的信号输出。 图1 频率变换电路的工作原理 (将二种信号合成，可以得到和或差的信号) 图2所示的为在传送接收机内所使用的频率变换电路。其中的(a)为在接收机所使用的频率变换电路，称为超外差方式。此为 将天线所输入的高频率信号，经过频率变换电路变换成为中间频率(IF信号)。 图2传送接收机的频率变换电路的作用 (此为可以将频率变换成为此原来频率更高或更低的频率，以便可以简单处理所需的信号频率。) 为何要如此处理呢？如果将同一频率的高频率信号维持原状，一直放大，则在电路中，由于杂散结合等因素，会很容易产生振 荡。如果利用变频电路，将其改变成为频率较低的中间频率，则可以有效地使用滤波器，且可以改善选择度。 在图(b)的传送机中，在做调变工作原理时，所使用的载波频率不要太高，便可以维持电路的稳定。另外，从滤波器的选择度 观点来说，也希望所使用的调变为数MHz，也即是，载波频率较低些，然后经过率变换电路后，便可以达到所需要的频率。 会产生相互调变特性的影响 在接收机或传送机，由于使用频率变换电路，可以使性能改善。但是，也有其缺点。特别是在接收机方面，会产生相互调变失 真特性(波形的失真)的问题。在高频率放大电路与频率变换电路中，容易发生相互调变波。在频率变换电路中，也可以使用截取点 (InterceptPoint)表示相互调变特性。 由于频率变换电路的非直线部分所产生的相互调变波有2次，3次，5次……等，但是，最容易发生问题的是3次相互调变波。 在位准增大，于信号波附近所发生的3次相互调变波，最成为问题。 图3在频率变换电路所发生的相互调变 (干扰波也会经过频率变换，成为(2f1-f2或(2f2-f1)。此一信号在接收频带内便会构成问题)。 图3所示的为信号波由于相互调变波，所产生的干扰状态，图(a)为频率变换电路的输入信号。相对于信号波fs，有二个干扰 信号f1,f2存在。 图(b)为经过频率变换后的输出信号的频谱。由于f1，f2的干扰信号，会产生3次相互调变波的(2f1-f2与(2f2-f1)。 此一3次相互调变波存在于信号波fs的频带范围内，会使信号波受到干扰。 频率变换的原理……使用乘算电路 频率变换电路本身便是一种模拟信号的乘算电路。图4所示的为乘算电路的方块图。 图4频率变换为利用乘算电路 (根据三角函数的公式，乘算电路可以得到原来信号的和与差信号。) 在乘算电路中，可以将二个信号乘算，以得到其和与差的频率信号。 假设此二个信号为Asin(2 f in t)与Bsin(2f osc t)，将此经过乘算电路后，根据三角函数的公式，可以得到原来频率的和与差频 率的信号。 由此可以看出输出有(f in +fosc）与(f in -fosc）信号成分。 使用(f in +fosc)可以提高频率，使用(f in -fosc可以降低频率。 第六章 FM频率调制/解调电路的设计-制作 6-1 FM调制的基础技术 调变电路为可以将信号波(音频信号等)等乘载在电波上传送的电路。也即是将载波(carrier)利用信号波加以变形，然后传送出去。 在本章中，将针对调变电路中最常使用到的FM调变(Frequency Modulation……频率调变)，以及解调(回复到原来的信号)的技术加 以说明。 FM调变方式为将载波频率变化而后传送的方式。 6-1FM调变的基础技术 FM调变的理论 图1所示的为FM调变的考查方法。其中的Vc为载波，Vs真为信号波。对于各信号可以如下表示。 图1 FM调变 (FM调变为利用信号而改变频率。由于振幅为一定， 较容易去除噪声成分。) 此时的载波频率fc称之为中心频率。 今将此一载波做FM调变。也即是，使载波频率fc会随着信号波的大小而改变。频率变化时角频率w也会变化，因此， 或者 此时的频率变化 △ f称之为最大频率偏移。经过调变后的信号，称之为被调变波V m ，可以用下式子表示。 成为 被调变波V m 会随信号波Vs而变化，其瞬间相位为时间积分。因此，相位角 所以，被调变波Vm可以如下表示， 此时的 称之为调变指数。 FM调变波所占有的频带宽 FM调变波所占有的频带宽会随着调变指数(△f/fs)的增大而扩宽。FM调变波的频谱分布范围很广，而只对于存在有95%以上 图2 FM调变波所占有的频带宽 (FM调变波的频率能量为无限大扩广，而其能量成分几乎 存在于2△f+2f s ) 的能量的频带称之为Carson频带宽。在此，对于占有频带宽BW可以概略计算如下。 △f：最大频率偏移 f sm ：信号波的最大频率 图2所示的为△f=±75kHz，f sm =15KHz时的占有频带宽BW。 图3 利用可变电容二极管做成FM调变的实验 (将振荡电路的电容器改为可变电容二极管时，便可以做简单的FM调变。将 △ V(电压变化)政变成为 △ f(频率变化)。 FM调变电路的实验 FM调变电路为将信号波的电压变化( △ v)变换成为频率变化。在此举一简单的调变电路为例子说明。 图3所示的为使用可变电容二极管，使振荡电路发生调变的FM方式。在无信号时加上直流偏压电压，信号波便以偏压电压为基准 而变化。电路的工作原理为信号波的电压变化( △ V)→电容量的变化( △ C)→谐振频率的变化( △ f)，如此可以得到FM调变波。 一般地，振荡电路为晶体振荡电路或陶磁振荡电路时，使振荡器的负载电容量随着信号波而变化时，便可以形成FM波。 以下说明利用FM调变电路构成无线电麦克风的情形。 6-2 FM无线麦克风的设计-制作第一部分 为了达到频率稳定化，使用陶瓷振荡器 FM无线麦克风为利用声音改变振荡频率，以达到将声音传送出去的目的。此在无线状态下所传送出去的信号，可以利用FM 调谐器等接收之。 大多数的FM无线麦克风为使用LC振荡电路。但是，LC振荡电路容易受到电源电压的变动或温度变化的影响，而使频率变 动。 一般地，电源电压虽然可以比较容易稳定化，但是，仍然有温度变化的存在。结果，还是会使LC振荡的频率发生变动。 此种方法所制作的FM无线麦克风，在每次使用时，必须与接收机的接收稳率重新对齐。也即是必须调谐。 为了避免每次都需要重新调整接收，可以使用振荡频率的频率稳定度较佳的陶瓷振荡器。 陶瓷振荡器的性能与晶体相似。图4所示的为陶瓷振荡器的电气特性。图(a)为等效电路，图(b)为电抗特性。 振荡频率发生电抗为电感性的fs与fp之间 图4 陶瓷振荡器的构造 在陶瓷振荡器的电感性领域fs～fp晶体的电感性领域fs～fp的数十倍。因此，在做频率调变(FM)时，使用陶瓷振荡器较容易 取得高的调变度或者说“响度”、“拾音灵敏度”等。 所制作的无线电麦克风的概要 图5所示的为此次所制作的无线电麦克风的方块图，表1所示的为FM无线麦克风的设计规格。接收机为可以使用FM调谐器， 因此，其接收频率为在76MHz～90MHz之间。 传送频率 表1 待制作的无线麦克风的电气指标规格 (可以使用一般的FM收音机接收，但是，为了避免违反无线电波 法，其使用范围只在室内使用。其特征为频率变动小。) 电波型式 可能的传输距离 频率偏移 电源电压 频率漂移 FM传送频带 76MHz~90MHz FM 20m ±75kHz DC306V~6V 电池内藏 ±20KHz以内 图5 FM无线麦克风的方块图 (由于陶瓷振荡器的种类较少，在此使用较容易取得的12MHz，因此，需要使用7倍频电路。) 为了避免违反电波法，此次所制作的通话传送距离最长为20m，其频率偏移(由于频率调变所产生的频率变化宽幅)与FM广播 台同样是±75kHz。 电源为使用镍镉电池或一般的干电池(3个或4个)，工作原理电压范围约为3.6V～6V。考虑到FM调谐器的选择性，在此设定 频率变动为±20kHz以内。 利用振荡电路做频率调变 图6所示的为可以形成频率调变的振荡电路的构成。此一振荡电路的基本为如图(a)所示，此为第3章3-4节所示的无调整振 荡电路。 在此使用陶瓷振荡器CSA12.0MX(村田制作所)串联可变电容二极管1SV50，直接将调变信号加在此，可以改变可变电容二极 管的静电电容量，达到FM调变的目的。 为了易于了解频率调变的工作原理，将无调整振荡电路用图(b)的等效电路表示。 图6 频率调变电路的构成 (为了能使电路容易起振，使用fT较高的晶体管。利用可变电容二极管，直接构成 FM调变电路。) 陶瓷振荡器为在电感性的领域工作原理，因此，振荡电路可以视为线圈(电感)工作原理。 虽然串联有可变电容二极管的静电电容，但是，由于陶瓷振荡器的电感量很大，因此,陶瓷振荡器与可变电容二极管的全体还 是以线圈形态(电感)工作原理。 但是，此一线圈的电感量会因为可变电容二极管的静电容量而变化，因此，改变加在可变电容二极上的电压，也可以改变振荡 频率。 但是，即使陶瓷振荡器的振璗频率再高，也不会高于30MHz，无法直接振荡为FM广播频带的76MHz～90MHz。在此为在 12MHz振荡，再7倍频成为84MHz。 在无调整振荡电路的输出并没有连接谐振电路，因此，无调整振荡电路的输出波形不会成为漂亮的波形，而是包含有高谐波成 分的失真波形。但是，由于使用其7倍的高频率，因此，其波形稍有失真也不会有太大影响。 3-2 哈特莱型LC振荡电路的设计-制作 在高频率电路中，常使用到由L与C所构成的振荡电路。在此，说明LC振荡器的工作原理。 首先介绍的是称呼为哈特莱(Hartley)型的振荡电路。其振荡频率为10M~20MHz。 LC振荡器的概要 图2所示的为此次所制作的振荡器的方块图。Tr1为振荡用的晶体管，Tr2为缓冲器。 缓冲电路主要是介于振荡电路与负载之间，使振荡电路的工作原理不受负载的影响。 图3所示的为所制作的振荡器电路图。为了使振荡频率为可变，使用可变电容二极管(varicap)。缓冲器为一种高输入，低输出 阻抗的射随（Emitter Follower)放大器。 哈特莱振荡电路的原理 图4所示的为哈特莱振荡电路的原理图。此为由晶体管所构成的放大电路，以及由LC所构成的反馈电路所组成的。哈特莱振 荡电路如图所示，将线圈分割为L1与L2，以满足振荡条件。 图4中的L1与L2间的相互电感为M时，其合成的电感量L成为L= L1+ L2+2M。 如此，其振荡频率f是由振荡频率决定的。 此处，要满足振荡条件，反馈信号的相位必须与信号的相位为一致。 假设合成电感量L所发生的电压为e，中间的接点E的左方线圈为L1，右方线圈为L2。 此时，L1与L2所发生的电压虽然为同一方向，但是，如果以E点为基准，考虑到L1与L2的电压时，L1所发生的电压相对 于所发生的电压e成为逆相。 因此，以接点E为基准，电压Vbe与Vce为逆相，也即是相位相差180°。而Vbe为晶体管放大器的输入信号，与输出信号 Vce相位差l80°。 结果，相位差合计为360°，使反馈信号成为同相，达到产生振荡的条件。 振荡频率的决定 由于设计的振荡频率为10M~20MHz，振荡用线圈L为使用图5所示的HAM Band线圈(FCZ研究所)中的一种。 型号 FCZ3.5 FCZ7 FCZ14 FCZ21 FCZ28 FCZ50 使用频段 谐振电容 (MHz) 3.5 7 14 21 28 50 (pF) 220 120 70 40 30 15 9.4 4.6 1.85 1.45 1.1 0.68 空载Q值 70 80 75 95 90 100 线圈匝数(T) 4~6 7 5 4 3 3 2 3~1 20 14 12 10 8 6 3~2 10 7 6 5 4 3 取自FCZ研究所业余无线波带所使用的线圈10S型之数据电感量可以由计算求出。也可以更换为0.7S(7mm四方)型 在此为使用FCZ21-10S。此一线圈端子①～③间的电感量L为1.45 μH 。 并联所连接的静电容量为使用A M电子调谐所使用的可变电容二极管(varicap)1SVl49，其静电容量值会随着所加入的电压大 小而变化。在此，也可以使用相同特性的lSV100。 可变电容二极管lSV149的特性如图6所示。由电压一电容量特性(VR对C特性)，可以知道加入逆电压1~9V其电容量变化为 500pF~20pF。因此，在LC振荡电路中，如图7所示，将可变电容二极管与680pF的电容Cs串联，当加在可变电容二极上的逆 向电压VR为2 V时，其电容量为300pF，合成电容量成为280pF，所以谐振频率fmin成为 接着，如图(b)所示，将逆向电压VR=9V加在可变电容二极管上，其合成电容量成为19.4pF。所以 因此，振荡频率的可变范围为9.l6MHz~30.0MHz 。 1SV149变容二极管最大极限值参数（Ta=25℃） 参数 逆电压 结温度 储藏温度 符号 VR Tj Tstg 规格 15 125 -55~125 单位 V ℃ ℃ TOSHIBA 1SV149 PDF文件资料下载 Adobe Acrobat阅读软件下载（中文版） 1SV149变容二极管一般电性能指标参数（Ta=25℃） 参数 逆电压 逆电流 结电容容量 结电容容量 容量比 性能指数 符号 V R I R C 1V C V8 C 1V / C V8 Q 测试条件 I R =µA V R =15V V R =1V,f=1MHz V R =8V,f=1MHz - V R =1V,f=1MHz 最小值 15 - 435 19.9 15.0 200 标准值 - - - - 19.5 - 最大值 - 50 540 30.0 - - 单位 V nA pF pF [取自东芝产品说明书](此处于AM电子调谐器中，其容量变化比C1V/C8V接近20)。 图7 电路振荡频率的范围求法 第三章高频振荡电路的设计与制作 3-4晶体振荡电路的设计-制作 哈特莱振荡电路与考毕兹振荡电路等LC型振荡电路，其振荡率是由电路中的线圈与电容所决定的。此一线圈与电容器并非只 是指电路图上所表示的组件数值，尚包含有晶体管的电极间容量印刷电路铜箔图样内所包含的L，C成分。 因此，由于温度、电源等变化所引起的L，C值变化，也会使振荡频率发生变化。 而晶体振荡电路为利用压电元件的固有振动数，因此，较不易受电路中的杂散L，C成分的影响，可以得到频率稳定度很好的 振荡电路。 晶体……压电元件 为了提高振荡频率的稳定度，可以使用晶体或陶瓷(Cer-amic)振荡子等压电元件。此除了可以应用于高频率振荡电路以外，尚 可以使用于钟表与计数器等基准时间产生电路。 压电元件为利用机械振动与电气振动间的相互转换的作用，而且其固有振动数是由几何尺寸所决定的。 图25所示的为晶体的电气特性。 (由于使用振荡器，可以使频率更为稳定。振荡领域为在串联谐振点fs与并联谐振点fp之间。) 图(a)所示的为其等效电路，图(b)所示的为其电抗(Reaetance)特性。fs为串联谐振频率点fp为并联谐振频率点，其谐振频率 分别如下： ， 将晶体与陶瓷振荡器此较，陶瓷振荡器的电感性范围f s ～ f p 为晶体的数十倍。因此，陶瓷振荡器的频率稳定度比晶体差一些。 使用皮尔斯振荡电路 利用晶体振荡电路所构成的振荡电路称为皮尔斯振荡电路。 此一皮尔斯振荡电路为利用晶体的电感性电抗。将此一电感性(L性)部分当做线圈，可以应用在哈特莱电路或考毕兹电路。 图26的电路称为皮尔斯B-E电路。其原型为图(b)的哈特莱振荡电路。哈特莱振荡电路的电容器为利用晶体管的集极-基极间 电容量C ab 。 此一谐振电路的工作原理为振荡频率与f谐振频率f o 成为f o >f 关系时，此一谐振电路呈现电感性(L)，相当裁于线圈。 图(c)所示的为振荡电路的特性，将T的L先调整至最小，使谐振电路呈电感性。然后，再调整铁芯，使L增大，在谐振电路 成为电容性时，会马上使振荡停止。接着，将调整点调至振荡停止点的稍微前方处即可。 图27所示的为皮尔斯C-B振荡电路，其原型为如图(b)所示的考毕兹振荡电路。 谐振频率fo与振荡频率f成为fo 图(c)所示的为振荡电路的特性，当谐振电路成为电感性时，振荡会马上停止。调整点为可以稳定振荡的P点。 无须调整的晶体振荡电路 在一般的皮尔斯电路中，需要调整谐振电路，此一电路并没有使用谐振电路，不必调整，也会产生振荡。 图28所示的为无调整晶体振荡电路。其原型为考毕兹振荡电路。 缺点是因为没有使用谐振电路，使得输出波形如照片4所示，成为含有很多高谐波成分的失真波形。 (虽然不必调整，但是，波形的高谐波成分多。可以用于数字电路的CLOCK时钟信号源。) 照片4 无调整晶体振荡电路的振荡输出波形 此一电路虽然为无调整，但是，仍然使用修整用电容(Tri-mmer)与晶体串联，使振荡频率可以微调整。 图29所示的为利用高谐波成分，取出基本波的3次高谐波，称之为3倍的overtone振荡电路。输出级的变压器为做为取出第 3次高谐波用的滤波器。照片5所示的为其3次高谐波的波形。 (此为利用无调整电路的高谐波成分，在输出的谐振电路取出3倍频的30MHz信号。) 照片5 3倍频的振荡波形 (在无调整振荡电路的输出虽然包含很多高谐波成分。但是，利用 频率选择电路可以得到良好的波形输出。) 考毕兹振荡电路的原理 图l 6所示的为考毕兹振荡电路的原理图。哈特莱振荡电路是由2个串联的线圈，得到相位差，而考毕兹振荡是利用2个串联 的电容，以得到相位差。 (此为使用1个线圈，2个电容构成的基本电路。常用于VHF频带振荡器上。) 电容器C1与C2为串联。在此以其连接点为基准，检讨其相位，可以知道两者的电压相位差为180°。 由于此一连接点为 FET的源极，VGS与VDS的相位差也相差180 °。因此，由FET所构成的放大器输入信号与输出信号的相差为180 °，总共相位 差为360 °，也即是，反馈信号与输入信号成为同相，产生了振荡的条件。 在此，求出考毕兹振荡电路的振荡频率。振荡电路是由L，C1，C2的并联电路所构成的。由于C1与C2为串联，其合成电 容量C成为C=C1·C2/(C1+C2）所以，振荡频率f成为 Dip Meter是什么？……用来测试电路振荡频率 以下说明利用考毕兹振荡电路制作出Dip Meter的情形。 Dip Meter为单纯的振荡电路，其主要用途是做为谐振电路的谐振频率测试或振荡频率测试。价格虽然便宜，但是，校正良 好时，其精确度也不会太差。 图17所示的为利用Dip Meter测试振荡频率的方法。将所欲测试频率的振荡电路的线圈靠近Dip Meter的线圈，使Dip Meter 的振荡频率改变。此时，如果使振荡电路的振荡频率fo与Dip Meter的振荡频率fosc为一致时，谐振电路(振荡电路)上会有谐振 电流产生。此谐振电流是从Dip Meter的线圈利用电磁结合所取得的能量。 因此，Dip Mete r的谐振电路与对方的谐振电路产生荡振电流，会使其谐振电压下降。此一谐振电压下降的频率所在，便是 对方谐振电路的谐振频率。 Dip Meter的构成 图l8所示的为实际的Dip Meter电路图。使用FET 2SK55做为振荡电路，在闸极与接地间加入二极管做为振幅限制，使振 荡频率变化时，也能保持一定的振荡位准。二极管为使用Shottky二极管1SS 99。 振荡输出为利用加在FET的正电压而调整，此为调整VR1而控制振荡电压。 对于检知Dip点(下沉点)用的振荡电压的变化，是由吸极取出信号而不是由闸极取出的。吸极信号经过lSS99做倍电压检波， 再利用2SK55做直流放大，以提高DipMeter的灵敏度。 晶体振荡电路的设计-制作第二部分 利用CMOS反相器制作的晶体频率标示器 可以控制晶体振荡频率的VXO电路 《高频电路设计与制作》章节目录 第一章高频电路基本常识 第二章高频放大器设计与制作 第三章高频振荡电路的设计与制作 第四章PLL数字锁相环电路设计与制作 第五章变频器电路设计与制作 第六章FM频率调制/解调电路的设计制作 第七章AM幅度调制/解调电路设计与制作 电路原理图PCB墨稿PROTEL格式文件器材供应 第八章实用高频电测仪表制作 回总目录页 查看28个制作总装效果 第三章高频振荡电路的设计与制作 3-l 振荡电路的概要 振荡电路的分类 振荡电路的基本原理 振荡电路的主要特性 3-2 哈特莱型IC振荡电路的设计-制作 LC振荡器的概要 哈特莱振荡电路的原理 振荡频率的决定 振荡级用晶体管放大级 缓冲器用晶体管放大级 LC振荡器的制作 调整回授量以使振荡稳定 振荡频率范围的调整 所制作的LC振荡器的特性 3-3 考毕兹振荡电路与Dip Meter（下陷表）的设计-制作 考毕兹振荡电路的原理 Dip Meter测试谐振频率 Dip Meter的构成 利用可变电容二极管改变振荡频率 Dip Meter的制作 为便于使用而安装外壳与旋钮 电路调整与频率校正 备注栏：频率稳定度很高的库拉普振荡电路 关於谐振电路 3-4 晶体振荡电路的设计-制作 晶体振子---压电元件是什么 使用皮尔斯振荡电路 无须调整既可使用的晶体振荡电路 利用CMOS反相器制作的晶体频率标示器 可以控制晶体振荡频率的VXO电路 晶体振荡电路的设计-制作第二部分 利用CMOS反相器制作的晶体频率标示器 可以控制晶体振荡频率的VXO电路 利用CMOS反相器制作出晶体频率标示点 如图30所示，利用l个CMOS反相器连接负反馈电阻R，也可以构成振荡电路。 此一电路为利用负反馈电阻的连接，使CMOS反相器的输入电位在启闸值附近，其工作原理与晶体管放大电路相同。因此， 如图中所示，相当于一个晶体管放大电路。此一电路的工作原理也可以当作皮尔斯B-E电路工作原理。 利用此一电路可以做为晶体频率标示点(crystal marker)产生器。 此一产生器可以用来做为接收机的频率校正之用。虽然其本身为单纯的晶体振荡电路，但是，其输出并非为正弦波而是失真的 波形信号，包含有很多高谐波成分。例如，在10MHz的方形波中，包含有10M，20M，30M，40M，50M等10MHz的高谐波成 分。 利用此一信号，可以做为接收机上每隔10MHz的频率校正之用。 图3l的电路为将l0MHz的信号再利用计数器IC做为分频，以得到1MHz，100kHz的信号，此可以利用SW选择输出。 (74HC4518为2组电路的BCD(10进位)计数器。利用计数器将原始振荡分频为1/10，1/100。由于输出为方形波，包含有很多高 谐波成分，可以用来做为接收机的频率校正之用。) PCB PROTEL文件格式下载 图32晶体频率标示点产生电路的基板 (利用SW1做l0MHZ与lMHz的切换，利用SW2做100kHz的切换，如果使用的SW为3接点，则可以只使用l个即可。) 图32所示的为零件配置与印刷电路图样。由于所处理的信号为高谐波，因此，应该使用较高速的IC，例如，74HC系列的CMOS 等。电源为使用2个单5号电池。 使用方法为从输出端子拉出塑料导线，靠近或远离接收机的天线，以调整信号的强度。首先，将SW切至10MHz，做粗略的 频率校正，然后再做1MHz，100kHz之精细校正。 可以控制晶体振荡频率的VXO电路 晶体振荡器的特点是频率的稳定度很高，振荡频率不会改变。但是，如果使用VXO (Variable Crystal Oscillator电路，便可以 使其振荡频率做约0.1%的变化。 图33所示的为VX0电路例子。将晶体与线圈，电容器串联，改变其中一个(通常为电容器)的数值，便可以使晶体振荡频率往 较低的方向变化。 (此为利用电压控制晶体振荡电路的振荡频率。但是，其可以政变的频率范围最大为0.1%。) 晶体的等效电路如图(a)所示，为在Ls，Cs，Rs的串联电路上并联Co，其振荡频率如图(b)的电抗特性中所示，在串联谐振频 率fs与并联谐振频率fp间振荡。fs可以用表示。 因此，如图(a)所示，Lx与晶体串联时，串联谐振频率fx会成为 也即是串联谐振频率会因为Lx而降低。 因此，VXO电路的振荡频率会因为Lx值，而得到此晶体振荡频率的表示值还要低的振荡频率(图(b))。 改变此一Lx值内的电容量值，可以改变Lx值，也即是可以改变VXO的振荡频率。 可是，相对于此一电容值所产生的VX。电路的振荡频率的变化特性，是由线圈的电感量与晶体的切割方法而决定的，因此， 要多用实验方法，求出适当的线圈与电容值。 电磁波在日常生活中无时不在无刻不在，从物理学的角度看， 电磁波是电磁场的一种运动形态。电可以生成磁，磁也能带来电， 变化的电场和变化的磁场构成了一个不可分离的统一的场，这就是电磁场，而变化的电磁场在空间的传播形成了电磁波，所以电磁 波也常称为电波。1864年，英国科学家麦克斯韦在总结前人研究电磁现象的基础上，建立了完整的电磁波理论。他断定电磁波的 存在，并推导出电与光具有同样的传播速度。1887年德国物理学家用赫兹用实验证实了电磁波的存在。之后，人们又进行了许多 实验，不仅证明光是一种电磁波，而且发现了更多形式的电磁波，它们的本质完全相同，只是波长和频率有很大的差别。按照波长 或频率的顺序把这些电磁波排列起来，就是电磁波谱。如果把每个波段的频率由低至高依次排列的话，它们是无线电波、微波、红 外线、可见光、紫外线、X射线及γ射线。 在气温是15摄氏度的时候，声音在空气中传播的速度约是每秒340米；声音传到1000米远的地方大致是3秒钟，而电磁波传 到1000米远的地方，只需三十万分之一秒，折合传播速度约为300,000,000米/秒。 电磁波被发现后，人们使用了多种名词和方式来叙述及表达它，其中频率或者波长是表达一个电磁波其内在性质的重要单位， 前者指的是电磁波在一秒钟内电磁波振动方向改变的次数，而波长则是电磁波的另一个表达单位，指的是电磁波每个周期的相对距 离，它可以通过电磁波的传输速度除以频率算出。低频率的电磁波有着较长的波长，较高频率的电磁波有着较短的波长。如果以频 率来表达具体的电磁波，其单位有Hz（赫）KHz（千赫）MHZ（兆），他们之间的关系是1MHz=1,000KHz=1000,000Hz。下面是一 个换算电磁波频率与波长的小程序，改变其中“传输速度”的取值，它同样适合于声波波长与频率的换算，你现在就可以填入想了解 的数值然后操作它。 无线电波波段划分 波段名称 超长波 长波 波长范围(m) 1,000,000~10,000 10,000~1,000 频段名称 甚低频 低频 频率范围 3~30KHz 30~300KHz 中波 短波 米波 超短波 分米波 厘米波 毫米波 1,000~100 100~~10 10~1 1~0.1 0.1~0.01 0.01~0.001 中频 高频 甚高频 特高频 超高频 极高频 300~3,000KHz 3~30MHz 30~300MHz 300~3,000MHz 3~30GHz 30~300GHz 无线电波实际上是在各种空间场所内(如沿地表面，电寓层等)传播的。在传播过程中，各种媒质必然要对所传输的电信号产生影响。 此外，由于某些媒质的电参数具有明显的随机性，使得通过它传输的电信号也是一个随机信号，故必须考虑实际媒质对电波传播的 影响。 1.传输损耗 无线电波在媒质中传播是有能量损耗的。这种能量损耗可能由于大气层对电波的吸收或散射引起，也可能由于电波绕过球形地 面或障碍物的绕射而引起。这些损耗都会使收信点的场强小于发信点的场强。 2.衰落现象 所谓衰落，一般是指信号电平随时间的随机起伏。它一般分为吸收型衰落和干涉型衰落两种。 (1)吸收型衰落它是指衰落主要是由于传输媒质电参数的变化，使得信号在媒质中的衰减发生相应的变化而引起的(例如水汽、雨 雪等都对无线电波能量有吸收作用)。由于天气情况是随机的，则吸收强弱也有起伏，形成信号的衰落。 (2)干涉型衰落主要是由随机多径干涉现象引起的。在某些传播方式中，收、发两点之间信号有去干条传播途径，由于传输媒质 的随机性，使得到达收信点的各条途径的时延随机变化，则合成信号的幅度和相位都发生随机起伏。信号的衰落现象严重地影响电 波传播的稳定性和通信系统可靠性。 3．传输失真 无线电波通过媒质传输还会产生失真(振幅失真和相位失真)。产生失真原因一般有两个：一是多径传输效应，另一是媒质的色散 效应。 (1)多径传输效应多径传输会引起信号畸变。这是因为无线电波在传播时通过两个以上不同长度的途径到达收信点，收信天线检 拾的信号是几个不同途径传来的电波场强之和。由于途径长度有差别，它们到达收信点的时间延迟不同，若多径时延过大，则会引 起较明显的信号失真。 (2)色散效应它是由于不同频率的无线电波在媒质中的传播速度有差别而引起的信号失真。载有信息的无线电信号总占据一定频 带，当电波通过媒质传播到达收信点时，由于各频率成分传播速度不同而不能保持原信号中的相位关系，引起波形失真。 4．干扰与噪声影响 任何一个收信系统的最小可用信号电平是由系统的噪声(又称噪音)电子决定的。尤其在发信功率受限制的情况下，由于无线电波 传输损耗较大，信号很微弱，此时噪声对无线电信号接收有非常重要的影响。 噪声可分为三类 （1）热噪声它是由导体中带电粒子在一定温度下的随机运动引起的。 （2）串噪声它是由调制信号通过失真元件引起的。 （3）干扰噪声它是由本系统或其它系统在空间传播的信号或干扰引起的，这主要指环境噪声的干扰。 当载有信息的无线电波在信道中传播时，由于信道内存在着许多电磁波源，它辐射的电磁波占据极宽的频带并以不同的方式在 空间传播。这些电磁波对这一通信系统而言，就称为环境噪声干扰或外部干扰。环境噪声的来源是多方面的，可分为人为噪声干扰 和自然噪声干扰，前者包括通信电子干扰和各种电气设备产生的干扰，后者则包括天电干扰，大气干扰等。 任何无线电通信系统的作用距离不仅取决于发信机功率的大小、天线的增益，天线的有效高度，而且还与要求的话音质量、收信 机灵敏度、电波传播等因素有关。以超短波通信设备电波传播方式为例，它主要是直接波传播，由于需通过许多复杂的环境和各种 地形，故传播条件各不相同。 影响超短波通信设备通信距离主要有三个因素： 1)无线电波随着收、发信机之间的距离增加而减弱。这是一种连续的，可以预测的衰耗，它与收、发信机天线高度、频率、大 气状况及地形条件等因素有密切关系。 2)阴影损耗。它是由于建筑物，小山丘等阻挡物引起的随机衰落。在城市中，它随着驵挡物高度和密度的增加而加快，甚至可 以使通信设备的通信距离大幅度地减小。 3)多径传播引起的快衰落。由于移动中的通信设备天线低矮，完全埋没在各种建筑物、树木等下面，到达收信点的电波不仅有 直接波，还有许多反射波，使合成的信号时而增强，时而减弱，造成快衰落。这对通信设备通信来讲，是非常不利的。影响超短波 通信设备通信距离的主要因素一般来讲是这三个因素相互累加的结果。 1.视线距离计算 由于地球是球形，凸起的地表面会挡住视线。视线所能达到的最远距离称为视线距离do。在图1-1中，设两部超短波通信设备 的天线高度分别为h1和h2，连线Qp与地球表面相切于C点、则do(do=d1+d2)即为直接波所能到达的最远距离，称为视线距离。 现在让我们来推导do的计算公式。 设地球半径为Ro，天线高度分别为h1和h2。在直角三角形QCO中， 在直角三角形PCO中， 由于Ro>>h1、h2，故上式中可略去h12和h22，则近似可得 而do=dl+d2，所以视线距离do为 h1、h2单位为m，则 式中Ro=6370Km， 由此可见，视线距离是取决于收、发天线架设高度的。天线架设越高，视线距离越远，因此在实际通 信中，应尽量利用地形、地物把天线适当架高。 实际上，由于大气的不均匀性对电波传播轨迹要产生影响，所以，直接波传播所能到达酌视线距离应 修正为 由于地面是球形的，当电波传播的距离不同时，其情况也不相同。为分析问题方便，我们通常依据收 信地点离开发信天线的距离分成三个区域，即亮区(照明区)，阴影区和半阴影区。 d<0.7do的区域称为亮区(照明区)，如图中P'点位置就属于亮区范围。0.7do 为半阴影区。 d>(1.2~1.4)do的区域称为阴影区，如图中P"点位置即在阴影区范围。 2.准平滑地形上的传播特性 地形种类是千差万别的，大体上分为“准平滑地形”和“不规则地形”。所谓“准平滑地形”是根据传播路径的地形断面来判定的，它 是指地形起伏量约为20m以下，且起伏变化缓慢的平坦地形。不规则地形包括丘陵地区、孤立山峰、倾斜地形等。本书仅讨沦准平 滑地形上的超短波电波传播特性。 由于地面通信设备移动通信所遇到的地面情况复杂多样，因此有必要对天线高度的定义作一明确规定。首先就基地式通信设备 天线而言，在图1-2所示的地形断面上，设从基地式通信设备天线设置点起3~15km距离内(若全距离在15km以内时，则算到该距 离为止)的平均地面高度为hga，基地式通信设备天线中心的海拔高度为hts，根据hte hts-hga，求出基地通信设备天线高度hte，简 单表示为ht。同样，通信设备天线高度hr，则是从路面高度算起，若无特殊注明，ht、hr均为上述含义。 图1-2 基站通信设备天线高度定义 ▲(1)市区的电波传播 市区地一般是指大厦和两层以上建筑物稠密的地区，例如城市内大的街区以及建筑物和茂盛的高大树林 混杂稠密的地区等。从地理上和社会上习惯说法的大、中，小城市都包括在市区地的范围之内。 当把基地式通信设备天线放在城市的某一定高度的建筑物上，使通信设备沿各个街道行进，测出电场强度的中值。实测结果表 明，街道有形成“波导”的效应，最靠近基地式通信设备的横向和纵向街道内往往电平较高，随着远离基地式通信设备天线而逐渐下降。 在那些高大建筑物之后，则往往电平突然降低形成“阴影”。为了估计无线电波的传输损耗，有必要在试验的基础上讨论中值场强随各 种因素变化的情况。 图1-3是在纽约、费城、东京三大城市中测出的传输损耗与距离的关系。这三处基本上都是在900MHz频段上测试的，基地式 通信设备天线高度也基本相同，均在140m左右。从图中可以看出，虽然是在不同城市，但三条曲线的变化趋势却相同。若以自由 空间传输损牦为标准，该传输损耗在30km的距离以内基本上比自由空间传输损耗大25~30dB，超过30km损耗逐渐增大，到50km 处约比自由空间传输损耗大50dB左右，此后的传输损耗随距离增大而迅速上升。 似乎有这样一条近似规律；在d<15kmit寸，传输损耗大约和距离的4次方成比例，当50 离的5~6次方成比例。 市区内电波传输损耗与频率有很大关系。因为在城市中建筑物相当多，并多为高大的建筑物。由于波长愈短的电波，绕过障碍 物的能力愈弱，所以频率愈高，传输损耗愈大。图表示市区内的传输损耗(相当于自由空间的传输损耗)与频率和距离的关系．其测试 条件为hr=3m，ht=200m。 当然，传输损耗和基地式通信设备、通信设备的天线高度都有关系。如果是其它高度，则可用天线高度增益因子加以修正。例 如在图中，若ht不等于200m，则这个高度增益因子在d=10~15km的范围内，大约和基地式通信设备天线高度的平方成比例(或 20lght)，当d>30km时，大约和天线高度的三次方成比例(或30lght)。以上述规律为基础，绘制成ht=200m为基准的基地式通信设 备天线高度增益因子曲线，如图1-5所示。 当通信设备天线高度hr改变时，也可以利用图1-6进行修正。经实测发现，当hr低于3m时，天线高度增益因子与频率关系不 大，当hr高于3m时，则与频率有较密切的关系。 此外，传输损耗还和建筑群的高度及分布状况、街道的纵横分布及宽度等都有关系，例如街道的宽度不同，传输损耗的数值相 差可达10dB。总而言之，影响传输损耗的因素很多，我们这里就不一一介绍了。 以上数据皆取自日本人奥村(OKumura)所做的工作。我国有关部门也曾在北京等地作过一些测试，其结果表明与国外资料的数据基 本相符，仅有1~2dB的差别。因此奥村所提供的曲线图表可作为城市地面通信设备通信系统的设计参考。 为了便于估算地面通信设备通信系统传输损耗值，根据奥村的报告，导出计算传输损耗的经验公式，其公式形式为 L b =αlgd+βlgf-γlgh t -α(h r )+k 式中α、β、γ为相应各项的系数；k为常数项；α(hr)为通信设备天线高度因子的修正项，它与市区的规模以及工作频率都有关 系。 在下述条件：频率f=150~1500MHz，基地式通信设备天线有效高度ht=30~200m，通信设备天线高度hr=1~10m，通信距离 d=1~20Km，得出两无方向性天线之间的传输损耗经验公式，其表达式如下 L b =69.55+26.16lgf-13.82lgh t -a(h r )+[44.9-6.55lgh t ]xlgd 上式中，当hr=1.5m时，a(ho)=0。若不同的hr值，则可用通信设备高度系数a(hr)修正，其公式为 中小城市：a(h r )=(1.1lgf-0.7)h r -(1.56lgf-0.8)；大城市如下： 以上公式中，hr单位为m，f单位为MHz。 ▲(2)郊区与开阔地的电波传播 郊区地是指通信设备附近有障碍物但不稠密的地区，例如，树木、房屋稀落的田园地带和郊区 公路网等。开阔地通常是指电波传播的方向上无高大树木、建筑物等障碍呈开阔状态的场地，作为大致的标准来说，就是前方300～ 400m以内，呈开阔状态的旱地、稻田或原野等。它们与城市相比，建筑物要矮，障碍物要少些，因此传输损耗(中值)也要少些。但 是，由于道路两旁是较开阔的田地原野，稀落的建筑物等对电波有明显的反射作用(城市内多为漫射)，因此，移动式通信设备在行进 中，其接收场强电平(中值)的变化较大，有时竟达30~40dB左右。 由奥村的研究发现，郊区与城市相比，两者传输损耗之差与距离、天线高度的关系不大，而与频率有较密切的关系。因此，只 要计算出城市的传输损耗后、再加上郊区地的修正值即可。郊区地的电波传输损耗(中值)的经验公式为 L bs =L b -Kr (dB) 式中Lb为市区内的电波传输损耗(中值)；Kr为郊区的修正因子，其经验公式为Kr=2[lg(f/28)] 2 +5.4 kr~f曲线如图1-7所示。图中实线为由公式的计算值，虚线为奥村的实验曲线。两者吻合较好。 开阔地的电波传输损耗(中值)的经验公式为Lbo=Lb-Qr (dB) 2 式中Qr为开阔地的修正因子，其表达式为Qr=4.78(lgf)-18.33lgf+40.94 Qr~f曲线如图1-8所示，实线为由公式的计算值，虚线为奥村的实验曲线。 最后再次强调一下，计算Lb、Lbs和Lbo公式应用范围为：f=150~1500MHz,ht=30~200m，hr=1~10m，d=1~20km。若不符合上 述条件，则会引起较大的误差，不合实用。 图1-7 郊区地修正系数 图1-8 开矿地修正系数 一、天线工作原理与主要参数 天线是任何一个无线电通信系统都不可缺少的重要组成部分。合理慎重地选用天线，可以取得较远的通信距离和良好的通信效 果。 (一)天线的作用 各类无线电设备所要执行的任务虽然不同，但天线在设备中的作用却是基本相同的。任何无线电设备都是通过无线电波来传递 信息，因此就必须有能辐射或接收电磁波的装置。所以，天线的第一个作用就是辐射和接收电磁波。当然能辐射或接收电磁波的东 西不一定都能用来作为天线。例如任何高频电路，只要不是完全屏蔽起来的，都可以向周围空间或多或少地辐射电磁波，或者从周 围空间或多或少地接收到电磁波。但是，任意一个高频电路并不一定能作天线，因为它辐射和接收电磁波的效率很低。只有能够有 效地辐射和接收电磁波的设备才有可能作为天线使用。天线的另一个作用是”能量转换”。大家知道，发信机通过馈线送入天线的并 不是无线电波，收信天线也不能直接把无线电波送入收信机，这里有一个能量的转换过程，即把发信机所产生的高频振荡电流经馈 线送入天线输入端，天线要把高频电流转换为空间高频电磁波，以波的形式向周围空间辐射。反之在接收时，也是通过收信天线把 截获的高频电磁波的能量转换成高频电流的能量后，再送给收信机。显然这里有一个转换效率问题。天线增益越高，则转换效率就 越高。 (二)天线的分类 天线的形式繁多，按其用途可以分为发信天线和收信天线；按使用波段可以分为长、中、短、超短波天线和微波天线、微带天 线等。此外，我们还可按其工作原理和结构来进行分类。 为便于分析和研究天线的性能，一般把天线按其结构形式分为两大类：一类是半径远小于波长的金属导线构成的线状天线，另 一类是用尺寸大于波长的金属或介质面构成的面状天线。线状天线主要用于长、中、短波频段，面状天线主要用于厘米或毫米波频 段；甚高频段一般以线状天线为主，而特高频段则线、面状天线兼用。线状天线和面状天线的基本工作原理是相同的。 (三)天线的工作原理 天线本身就是一个振荡器，但又与普通的LC振荡回路不同，它是普通振荡回路的变形。图1-9示出了它的演变过程。 图中LC是发信机的振荡回路。如图1-9(a)所示，电场集中在电容器的两个极板之中，而磁场则分布在电感线圈的有限空间里， 电磁波显然不能向广阔空间辐射。如果将振荡电路展开，使电磁场分布于空间很大的范围，如图1-9(b)、(c)所示，这就创造了有利 于辐射的条件；于是，来自发信机的、已调制的高频信号电流由馈线送到天线上，并经天线把高频电流能量转变为相应的电磁波能 量，向空间辐射，如图1-9(d)所示。 电磁波的能量从发信天线辐射出去以后，将沿地表面所有方向向前传播。若在交变电磁场中放置一导线，由于磁力线切割导线， 就在导线两端激励一定的交变电压——电动势，其频率与发信频率相同。若将该导线通过馈线与收信机相连，在收信机中就可以获 得已调波信号的电流。因此，这个导线就起了接收电磁波能量并转变为高频信号电流能量的作用，所以称此导线为收信天线。无论 是发信天线还是收信天线，它们都属于能量变换器，“可逆性”是一般能量变换器的特性。同样一副天线，它既可作为发信天线使用， 也可作为收信天线使用，通信设备一般都是收、发共同用一根天线。因此，同一根天线既关系到发信系统的有效能量输出，又直接 影响着收信系统的性能。 天线的可逆性不仅表现在发信天线可以用作收信天线，收信天线可以用作发信天线，并且表现在天线用作发信天线时的参数， 与用作收信天线时的参数保持不变，这就是天线的互易原理。 为便于讨论，常将天线作为发信天线来分析，所得结论同样适用于该天线用作收信天线的情况。 (四)天线的主要参数 1.天线效率 天线效率为天线辐射功率Pr与天线输入功率Pin(辐射功率与天线内所消耗的功率Ps之和)之比。即 上式还可用天线输入端的辐射电阻Ro和损耗电阻Rs表示，即 可见，要提高辐射效率，应设法增大辐射电阻和减小损耗电阻。 2.方向性系数 为了定量表示天线辐射功率在空间的集中程度，我们采用方向性系数D，并定义如下： 在相同的辐射功率下，天线产生于某点的电场强度的平方E 2 与点源天线(无方向性辐射源)在该点产生的电场强度平方Eo 2 之 比，叫做该天线在该点方向的方向性系数，即 P rz 和P DZ 分别表示该天线与点源天线的辐射功率。由定义可知，由于天线在各个方向辐 射强度不同，方向性系数D也不同，一般所讲的某天线的方向性系数，都是指最大辐射的方 向性系数(除注明方向)，并且实际天线的方向性系数都是大于1的。 3.增益系数 天线增益系数等于天线效率η与其方向性系数D的乘积，即G=ηD。天线增益比天线方 向性系数更全面地反映了天线的性质。天线增益不仅考虑了方向性引起的场强变化，还考虑了 天线效率对场强的影响。天线增益系数一般可用分贝(dB)表示，即G(dB)=10logG。 在工程上，人们常把上述定义的增益称为“绝对增益”，而把相对于某一特定的作为参考标 准的天线增益称为“相对增益”。 4.方向图 一个发信天线向空间各方向辐射能量的强弱是不相同的。同样，对于同样强度的辐射波， 收信天线拾取功率的大小也与电磁波的方向有关。天线方向图用来表示天线的辐射或接收强度 随空间方向的对应关系。 在指定平面上以天线振子中心为原点，绘出许多射径方向的向量，取其长度正比于各射径 方向上等距离各点处的场强，将所有向量的末端连结成一条曲线，该曲线就是天线在指定平面 上的方向图。通常取场强最大值定为1，其它各方向按最大值的百分数来标注。为了实用和方 便，人们一般取其场强在两个互相垂直的主要平面(E面和H面)上的投影来反映整个天线的方 向图。E面是通过天线最大辐射方向并平行于电场向量的平面，H面是通过天线最大辐射方向 并垂直于E面的平面。某天线的方向图如图1-11所示。 在天线方向图中，两半功率点间的夹角为方向图的波束宽度，如图1-11(a)所示。波束宽 度的大小，表示天线方向性的强弱。 立体电场等效图 5.输入阻抗 为使天线能获得最多的功率，应使天线与馈线匹配，就需要知道天线的输入阻抗。天线的输入阻抗Zin为输入端电压与输入端 电流之比。即 输入阻抗一般包括输入电阻和输入电抗。输入电阻对应于天线辐射的功率和天线系统损耗的功率，即 Rin=Rro+Rs Rs为从输入端计算的损耗电阻，输入电抗对应于天线周围感应场的无功功率。 6.工作频带 天线工作频带的含义与电路频带的含义相类似，它是指天线在工作时能符合某种技术要求的频率范围。对于只有一个频率或几 个频率相距很近的通信设备而言，天线的频带宽度无需考虑。但对于具有两个以上频率，而且频差又较大的通信设备，就不能不考 虑天线的频带宽度。 二、通信设备常用天线与架设 通信设备天线的种类较多，其性能也有所不同。就 通信设备体积大小和移动性能而言，天线则有基地固定 式通信设备天线、车载式通信设备天线和便携袖珍式通 信设备天线等。 (一)基地固定式通信设备天线 由于基地或固定式通信设备具有一定的通信范围要 求加之下属移动通信设备天线较矮的缘故，为保证视距 范围内的通信，要求基地或固定式通信设备的天线架设 应尽量高，一般架设在高层建筑物的顶部或铁塔上。 1.常用天线种类 (1)J型天线 它是将同轴线的芯线伸长而成。天线 部分长度为λ/2(λ为波长)，末端馈电借λ/4长的阻抗 变换器与同轴馈线阻抗匹配，如图1-12(a)所示，图(b) 是为了防止雷击而把电缆芯线与外皮对调而成。 (2)同轴偶极天线 它是用同轴线的外套与芯线伸 长部分组成一个半波垂直振子，在半波振子的中点接入 同轴馈电线而成，如图1-13(a)所示。 (3)布朗天线它是将半波偶极天线下半部分导体改 成四根辐向线，垂直辐射部分折叠接地而成，如图 1-13(b)所示。这样制作既能提高天线输入阻抗与工作带 宽，又能起防雷击作用。 图1-14 引向天线 (4)引向天线 它是由一根有源振子和几根无源振子(引向器和反射器)组成的寄生天线。一般有源振子长度为半波谐振长度，引 向器较有源振子约短5～15%，反射器较有源振子约长5～15%，反射器与有源振子问的距商为(0.1～0.25)λ，引向器与有源振子 间距离为(0.1～0.34)λ，其型式之一如图1-14所示。 (5)全向高增益天线 将半波振子垂直的二单元、四单元或六单元排列组阵，水平方向图没有变化，依旧为一个圆，而垂直方 向性将增强，因而可以获得全向高增益天线。 当工作频率比较高时，高增益天线还可以使用交叉连接同轴电缆段来组成，每段电缆的内导体和相邻电缆的外导体交替连接， 每段电缆的长度等于电缆中电波的半波长，外皮上的电流分布相位相同。串联后的同轴电缆全部安装在玻璃钢套管内密封，下面用 电缆引出。 2.天线架设 1)天线尽可能架设到高处，使电波传播距离增加。这点对在城市中使用的超短波通信设 备而言，尤其重要。 2)架设天线要避开周围障碍物，力求做到在通信方向上无阻挡。对输电线铁塔等小障碍 物要离开天线一定的距离，最好不要位于通信方向上；对高地的陡峭斜坡、金属、石头和钢 筋混凝土建筑等大障碍物，则要求离开天线的距离越远越好。 3)天线夹板应夹于天线内部接线器部分，不应该夹于天线发射体上，以免影响天线的性 能。 4)高频电缆不要笔直垂下，最好绕一圈，如图1-16所示。固定后，使受力分散，同时也 有避雷作用。 5)高频电缆的外层较柔软，当心破损，以免屏蔽线外露。 6)天线与高频电缆通常是用联接器连接的，必须旋接紧密，卷上防水胶带，防止水渗入(在 防水胶带外再包上塑料胶带就更可靠了)。 7)在多雷电地区，要装置避雷针。装置的避雷针在条件允许下应尽量离天线远一些，以 免影响天线方向性，并高于天线，且保护角应小于45 o (即避雷针顶点与天线顶点的连线同避 雷针的夹角小于45 o )。避雷针一定要连接大地(接地电阻越小越好)，通信设备电源的地线也应 接地。 2.车载天线的安装 1)安装前，先用万用表检查一下天线和同轴联接器中心的导通情况，同轴联接器的外部和中心的绝缘情况。 2)通信设备装车使用时，天线通常安装在车顶。对于铁壳汽车，天线通常将车顶作为地网，装置时应充分确认连接好地线。 3)装车使用时，电缆线可通过车梁引入车内。如由车罩的空隙引入，最好利用发动机室的假孔；如从窗外引入，必须注意车门 窗户的启闭不要损伤电缆。 4)装车使用时，在起伏地带及城市内，特别是大城市内会发生直射电波、反射电波、折射电波的叠加，产生多径效应，从而出 现电波的衰落及分布起伏现象。这种现象表现为通信设备收信效果的好坏，会随着通信设备位置的移动而变化。有些地方收信很差， 移动几m就可能变得很好。这时，汽车应在附近移动一下，找到通信效果最好的位置。 5)通信设备装车使用时，因天线高度很低，不要把车停在沿通信方向线上的障碍物附近或高压输电线下面。 6)当一辆车顶装多副天线时，应将其间距离尽量拉大。这样既能减少相互干扰，又能提高天线无线电波辐射效率。 7)利用车载天线架设简易基地台。 (a)应架设地网(通常采用铁板制成)。 (b)天线架设越高(例如房顶、山顶等)，通信距离将增加，甚至超过额定距离。 (c)如果条件许可，应将天线架设在面向通信方向的山坡上或侧面斜坡上。 (d)天线架设在草房、木房或一般砖木结构房屋内，对通信能力影响较小，但在石头或钢筋混凝土建筑物内架设天线，则影响 很大。这时应尽可能将天线置于房顶层(但不要在正好有金属结构的屋顶下)，或选择朝向通信方向的窗口处。 (8)当天线周围有强烈干扰(特别是汽车火花干扰等)时，应设法更换天线的架设位置。 (三)便携或袖珍式通信设备天线 1.常用天线种类 (1)鞭状天线 它是便携或袖珍式通信设备最常用的一种天线，也是天线中最简单、最基本的型式。常用 的有拉杆式，接杆式和蛇骨式。 鞭状天线在水平面内是全方向性的，它在水平面内的辐射图形近似于一个以鞭状天线为中心的圆。但是， 由于人体效应影响了辐射图形，形成了一定的方向性。 (2)螺旋天线 它与鞭状天线一样，也是便携或袖珍式通信设备常用天线之一如手持试对讲机基本采用螺 旋天线。它的最大辐射方向在垂直于螺旋轴的平面上，即在水平面内天线为全方向性。螺旋天线与λ/4鞭状 天线相比，虽然增益稍低了一些，但是天线的长度可缩短2/3或更多，而且仍然保持“自谐振”，携带也更方 便。 2.使用注意事项 1)在通信距离不远或信号较强时，通信设备方向性一般情况下不明显，通信双方应使天线互相背向倾斜； 当不易辨别通信方向时，可将通信设备缓转，确定一个最佳可听度方向。 2)在低凹地方通信时，应使天线高出地面一定的长度， (四)通信设备天线的维护 由于天线长期在室外恶劣气候条件下使用，所以定期维护是非常必要的。应在相应的部位上定期涂漆、 涂油、密封，尤其是电接触部位。如发现有氧化腐蚀现象，应及时采取措施，用以密封的橡胶零件，如发现 老化开裂，应及时更换。 欧姆定律是电学基本定律之一，在有稳恒电流通过的电路中，电流和电压（电动势）与电阻间的依存关系。欧姆定律的发现源于德 国。发现者欧姆是安培电学研究的继承人。他最初的实验，是着重研究各种不同金属丝导电性的强弱。他用各种不同的代替，来观 察磁针的偏转角，并于1822年发现了电学上的一个很重要的公式：电流等于电动势除以电阻。这就是欧姆定律。这一定律可表示 为两种形式：一是部分电路的欧姆定律，通过部分电路的电流，等于该部分电路两端的电压，除以该部分电路的电阻，即I=U/R。 二是全电路的欧姆定律，即通过闭合电路的电流，等于电路中电源的电动势，除以电路中的总电阻，即I=E/(R+r)。欧姆定律及其 公式的发现，给电学的计算带来了很大的方便。人们为了纪念他，将电阻的单位定为“欧姆”，简称“欧”。 1789年3月16日，欧姆出生于南德意志巴伐利亚的爱尔朗根（Erlangen）。1805年5月，欧姆考入爱尔朗根大学，但只读了三个 学期就被父亲送到了瑞士农村。 他父亲认为农村的清新空气和纯朴的社会关系，将会更有利于欧姆潜心学习。在这以后6年中，欧姆一边自学，一边担任中学 教师和家庭教师，取得了父亲预期的效果。1811年，欧姆再度进入爱尔朗根大学，并于同年10月获得博士学位。毕业后，他在母 校担任了一年半的无薪助教，这是他直到1849年以前在大学的唯一的一次任教。欧姆考虑到，在德国等级森严的师资队伍中，无 薪助教处于最低层，想要登上这个金字塔的顶端是可望而不及的事。于是，他决定暂时离开大学，以便能够较自由地从事科学研究。 1813－1817年间，他在巴姆堡一所中学任教。1819年，他又转到科隆一所经过改革的耶稣学校当教师。那里教育风气之浓，在当 时的德国是屈指可数的。他在那里系统地学习和研究了著名科学家拉普拉斯、泊松、傅立叶和菲涅耳的经典著作，从而为自己今后 从事科学研究打下了坚实的理论基础 欧姆根据库仑（ Coulomb，1736－1806）在1784年发明的扭力秤，设计出一种丝悬磁针电流计，这种仪器不需要被测量 的电流通过仪器本身，只需将磁针置于电流的附近，就能根据磁针偏转角确定电流强度。由于磁针偏转角与电流强度的线性关系， 使他能正确地将电流强度作为一个电路参量抽象出来。另外，他又根据塞贝克（k 1770-1831）在1822年发现的温差 电效应，设计出一台温差电池。温差电池的优点在于，它的电动势与温差电偶两端的温度的差成正比，而且它不会产生伏特电池所 固有的电极极化的现象，这就使他能够将电动势抽象出来，作为电路的另一个重要参量。欧姆就是这样在1826年通过实验总结出 了欧姆定律： I=E/(R+r) 其中，I表示电流强度，E表示电动势，R为电路电阻，r为电池电阻。 频率稳定度很高的库拉普振荡电路 库拉普振荡电路如图A-(a)所示，为考毕兹电路的变形。图(a)的振荡频率f为由图示的L，C1，C2，Cv值决定的。 在实际的电路中，晶体管的电极间容量也是决定振荡频率的要素。而此一电极间容量也会随着电源电压与周围温度而变化，而 使振荡频率也发生变动。 可是，在图(b)的库拉普电路中，电容器Cs是与线圈以及晶体管串联。如果Cs 此处，如果C1，C2值比晶体管的电极间容量大时，便不容易受电极间容量的影响。因此，库拉普振荡电路为频率稳定度很好 的振荡器。 (库拉普振荡电路为考毕兹振荡电路的变形，主要是为了改善考毕兹振荡电路的温度特性。因此，可以使用于低频率至VHF频带的 范围。) 备注栏……关于谐振电路 使用压电元件做为谐振电路，而以与谐振频率偏离的情况下工作原理时，其等效上相当于线圈与电容器工作原理。在此场合， 当作线圈工作原理时称为L性，当作电容工作原理时，称为C性。 如图B所示的谐振频率为fo，工作原理频率为f时，以所加入的电压V为基准，流过线圈的电流为fz，流过电容器的电流为 Ic，其向量图也如图中的箭头所示。 在图(a)的场合fo L 大，因此，当作电容器工作原理。此时称之为C性或容量性。 在图(b)的场合fo>f时，Ic比I L 大，因此，当作线圈工作原理。此时称之为L性或电感性。 第四章 PLL电路的设计与制作 在通信机等所使用的振荡电路，其所要求的频率范围要广，且频率的稳定度要高。 在上章中所介绍的LC振荡电路的频率变化为改变电感值或电容值，为了达到振荡频率的稳定，除了电路的构成要注意以外，且必 须选择最适当的零件。 但是，无论多好的LC振荡电路，其频率的稳定度，都无法与晶体振荡电路比较。但是，晶体振荡器除了可以使用数字电路分 频以外，其频率几乎无法改变。 如果采用PLL(相位锁栓回路，PhaseLockedLoop)技术，除了可以得到较广的振荡频率范围以外，其频率的稳定度也很高。此 一技术常使用于收音机，电视机的调谐电路上，以及CD唱盘上的电路。 4-1PLL电路的基本构成 PLL电路的概要 图1所示的为PLL电路的基本方块图。此所使用的基准信号为稳定度很高的晶体振荡电路信号。 此一电路的中心为相位此较器。相位比较器可以将基准信号与VCO (Voltage Controlled Oscillator……电压控制振荡器)的相位 比较。如果此两个信号之间有相位差存在时，便会产生相位误差信号输出。 (将VCO的振荡频率与基准频率比较，利用反馈电路的控制，使两者的频率为一致。) 利用此一误差信号，可以控制VCO的振荡频率，使VCO的相位与基准信号的相位(也即是频率)成为一致。 PLL的构成 PLL可以使高频率振荡器的频率与基准频率的整数倍的频率相一致。由于，基准振荡器大多为使用晶体振荡器，因此，高频率 振荡器的频率稳定度可以与晶体振荡器相比美。 只要是基准频率的整数倍，便可以得到各种频率的输出。 从图1的PLL基本构成中，可以知道其是由VCO，相位比较器，基准频率振荡器，回路滤波器所构成。在此，假设基准振荡 器的频率为fr，VCO的频率为fo。 在此一电路中，假设fr>fo时，也即是VC0的振荡频率fo比fr低时。此时的相位比较器的输出PD会如图2所示，产生正脉 波信号，使VCO的振荡器频率提高。相反地，如果fr (此为利用脉波的边缘做二个信号的比较。如果有相位差存在时，便会产生正或负的脉波输出。) 此一PD脉波信号经过回路滤波器(LoopFilter)的积分，便可以得到直流电压VR，可以控制VCO电路。 由于控制电压vr的变化，VCO振荡频率会提高。结果使得fr=f。在f与f的相位成为一致时，PD端子会成为高阻抗状态，使 PLL被锁栓(Lock)。 相位比较器的工作原理 此所说明的相位比较器为相位．频率比较器(PFC：Phase-Frequency Comparator)之型式，后述之LSI MC145163P便内藏 有此一电路。 此一型式的相位此较器并非只做相位的比较，也即是，并非只做 率比较器工作原理。 所谓相位差利时△与时间t的关系为 在只做相位检出的场合，例如，可能分辨不出是延迟300°或前进60°。可是，在相位-频率比较器中，如果fr>fo则被视为是相 位延迟。 回路滤波器的选择方法 回路滤波器的时间常数与PLL控制的良否有很大的关系。其详细的计算方法虽然不在此说明，但是，基准频率fr为l0kHz时， 输往回路滤波器的脉波周期为0.1mS。 为了保持电压值VR而增大回路滤波器的时间常数时，便无法追踪VCO的振荡频率的变化。如果时间常数太小时，会在VR 上出现涟波，使PLL的稳定度恶化。 因此，根据经验，回路滤波器的时间常数，选择大约为基准频率的周期(1/fr)的数百倍。在此选择约为数十mS。 之比较，在频率f不同的场合，也可以做为频 5-2使用DBM的频率变换电路的设计-制作第二部分 DBM电路的设计 DBM电路的构造简单，在设计时要注意以下几点： ▲各输入出端子的阻抗要取得匹配 在此，使各输入出端子的阻抗设计为50Ω。如果没有取得匹配，发生反射波，会使DBM电路的平衡遭受破坏，且产生不必要 的辐射干扰。 为了取得匹配，可以如图8所示，插入阻抗匹配体(pad)，此虽然会使信号衰减约3dB，但是，如图(b)所示，即使在最壤的场 合，SWR也为3以下，反射可以减为一半以下。 图8 使用阻抗匹配体的效果 (使用此匹配用电阻，虽然会使信号衰减3dB，但是，可以减少不匹配的影响。) ▲要选用特性一致的高频二极管 最理想的二极管为顺方向电压为0V,实际上为不可能。因此，如果使用顺方向电压特性为一致的4个二极管，也可以使其工作 原理接近理想。当然，最好是顺方向电压愈低，电极间电容量愈小。 ND487C1-3R管脚极性 ND487C1-3R最大极限参数值 参数 功率耗散 结温度 储藏温度 焊接温度 注1：每个结的温度 注2：每个端子10秒内一次 ND487C1-3R电气指标参数值 参数 正向电压降 正向电压降 正向电压降差异 结电容 结电容差异 符号 V F1 V F2 条件 I F =50mA I F =1mA I F =1mA V R =0,f=1.0MHz typ 0.2 0.9 max 0.7 0.3 0.02 1.2 0.2 单位 V V V pF pF 符号 P d T j T stg 规格 75( 注 1) +150 -65~+150 230( 注 2) 单位 mW ℃ ℃ ℃ (a)外形规格，电气指标特性 △ F2 C T ( 注 3) △ CT (注4) V R =0,f=1.0MHz 注3：在①~④，②~③端子间测试 注4：在①~④，②~③端子间测试 图9 Shottky Barrier Diode Quard ND487C1-3R的特性 [取自日本电气公司之规格表](将4个特性为一致的二极 管在内部连接) 在此使用称为Shottky Barrier Diode Quard的ND487C1-3R(NEC)。图9所示的为其特性图。将特性为一致的4个二极管在 内部连接，为DBM的专用品。 由特性图可以知道输入输入端子2的振荡器的输入电功率为+3dBm(约2mW)~l2dBm(约16mW)。此时的变换损失为5.5dB， 再加上阻抗匹配体的损失3dB，总共有8.5dB的损失。 ▲DBM用变压器 变压器可使用环形铁芯(Toroidal Core)或使用电视UHF用的锰镉铁芯。在此使用图10所示的Amidon公司的环形铁芯 FT37-#43，使用直径0.26mm的漆包线做3重的4圈卷绕，以作出1：2的变压器T1，T2。 图10 DBM变压器的作法 (使用漆包线做3重扭曲卷绕) 通高频滤波器的设计 由DBM所输出的信号为(f in +f osc )与(fin-f osc )，利用通高频滤波器可以只让(f in +f osc )通过，而将(f in -f osc )衰减。 图11所示的为通高频滤波器的设计式子与数据。称之为定K型滤波器，可以得到输入出阻抗为50Ω，截止频率为50MHz。 图11 通高频滤波器的设计 (由定K型滤波器的公式，可以计算出L，C值。由于电流值很小，因此不存在电流容量的问题。) 由图中的公式，可以得到线圈值为L=0.159μH 此可以在Toroidal coreT37-#10上，以直径0.5mm的漆包线卷绕8圈。由计算式，可以得到C=63.7pF，在此使用C=68pF。 频率变换器的制作与调整 频率变换器的全体构成如图12所示。图13为印刷电路基板。 在DBM部分为将接地图样扩广。将二极管ND487C1-3R与变压器T1，T2以最短距离连接。 调整方法如下。首先，如图14所示，将计频器连接在振荡电路的晶体管Tr1射极，然后调整修整用电容20pF，使振荡频率成为 10MHz。 如果将此一修整电容器调至最大，振荡频率也是10MHz以上时，则于基板的背面再并联10pF的电容。 (如果f IF 信号位准太小时，DBM电路不会工作原理。在此根据二极管的特性，定为+3dBm。) (调整得到3倍频的频率，输出位准为3~10dBm。DBM的局部振荡位准低的时候，变换损失会增大。) 图13频率变换电路的印刷电路基板 (将DBM部分的印刷电路铜箔图样用接地铜箔包围。在没有装设零件的部分，可以用来做为简易SSG的VXO电路用。) PCB PROTEL文件格式下载 接着，使用示波器连接在B点(使用10：1的测试棒)，交互调整T4与T5，使3倍频的30MHz的波形为最大。为了使3倍频 电路的谐振电路所产生的假像成分减少，使用2级的调谐电路。 调整后，B点的电功率为+3dBm(2mW，50Ω负载时的电压约0.32V)以上时，DBM的变换损失为5.5dB。B点的电功率为+3dBm 以下时，代表变换损失有增加，但是，只要在-2dBm以上时，仍具有实用性。 所制作的频率变换器的特性测试 频率变换器的特性可以如图15(a)所示，使用SSG与电场强度计测试其特性。图(b)所示的为使用SSG与50MHz的接收机做 为测试的情形。 (如果没有电场强度计时，也可以如(b)所示，使用SSG与接收机，以及衰减器，便可以得到正确的变换损失值。) ▲变换损失与频率特性 频率变换器的变换损失为9dB。由于在输出端子3加有衰减度为3dB的电阻匹配器，因此，DBM本身的变换损失为6dB。 根据厂商的特性图，可以知道变换损失为5.5dB，仍然是在设计规格的变换损失10dB的范围内。 频率特性可测试至200MHz，且可以得到完全的平坦特性。 ▲动态范围特性 图16所示的为输入位准(level)对输出位准的特性。根据此一数据，可以判断可以使用信号位准的最大值。 在DBM电路中可以使用的信号位准的最大值为如图所示，可以用1dB抑压点表示。此为输出发生饱和，使本来四输出的信号 生位准会下降1dB而成为实际的输出。 图16所制作的频率变换器的输入：输出特性(由SSG所加在频率变换器上的信号位准为-5dBm以下时，不会发生失真。变换 损失为9dB。) 由于发生1dB抑压点的输入信号位准为-2dBm，因此，频率变换器的最大输出信号位准为-11dBm。 最近，虽然由厂商所出售的二极管DBM单元的价格很低，但是，为了实际了解DBM电路的工作原理原理，自己制作也是有 意义的。 5-3 接收机用晶体变换器的设计-制作第二部分 放大电路/调谐电路的设计 接着，利用图21决定偏压用的电阻值。首先，决定R1与R2值，使V G1S ＝0.5V。假设R2＝47KΩ时，I 1 ＝V G1S /R2=(0.5/47)×10 -3 ， 则R1=5.5/I 1 =517KΩ 在此，取R1=510KΩ。用同样的方法，可以求出R3=47KΩ，R4=100KΩ 图21 放大电路的直流工作原理点的求法 (利用电阻的分压，可以决定V G1S ，VG2s的通流电压。) 图22所示的为包含直流电路数值的电路。调谐电路的L为使用FCZ研究所的144-10S，此虽然为144MHz用的线圈，在此 做为谐振频率为122MHz使用。在144MHz时使用C=7pF，因此，在122MHz的谐振频率时， C=7×(144/122) 2 ，约=10(pF) 图22 高频率放大电路的设计 (为了扩宽频带宽，使用交错双调谐电路。由许多谐振频率不同的电路所组合而成，各谐振电路的特性尖锐。) 由于输入侧的谐振电路的信号源阻抗为50Ω，因此，Q值很小，频带宽较为宽广。输出端的谐振电路的Q值较大，此为利用 二个谐振频率不同的谐振电路电路以交错(stagger)方式组合而成，称之为交错谐振电路。 频率变换电路的设计 Dual-Gate FET为利用G2电压而改变顺方向传达电导|y fs |。利用此一特性，可以做乘算工作原理。 (利用局部振荡器的信号，改变FET的放大率，此为最基本的乘算电路。) 在图23中，例如V GS2 的工作原理点的1V，于G2加入1Vp-p的信号f osc ，则随着f osc 振幅，|y fs |会在2mS～16mS间变化。 因此，放大率(×A倍)会随f osc 振幅值而变化，fs的振幅会做A倍的变化。 如此，Dual-Gate FET可以当做乘算电路工作原理，而产生(fs－f osc )与(fs＋f osc ）信号。 图24所示的为频率变换电路的原理图。在如图(a)所示之由晶体管或FET所构成的乘算电路中，输入fs与f osc 二种频率信号 时，由于此为不平衡型的频率变换电路，因此，输出会有(fs－f osc ）,（fs＋f osc )，fs,f osc 四种频率成分。此与DBM电路的最大不同 点为，在输出也会出现载波成分fs与f osc 。 DBM的Double Balanced的意思，便是fs，f osc 不会出现在输出端。 图(b)所示的为利用Dual·GateFET构成频率变换电路的情形。 (此一方式的频率变换后的输出信号有4种，可以利用谐振电路只取出所希望的信号。但是，如果此4种信号的频率太接近时，则 很困难取出。) 由高频率放大电路所输出的信号加在闸极1(G1)，而由局部振荡电路所输出的信号加在闸极2(G2)，再由LC谐振电路取出所 需要的f IF …… (fs－f osc )信号。 图25 频率变换电路的工作原理 (要使频率变换效率提高，V G2S 的大小很重要。在FET的场合，G2的注入电压必须为数Vp-p。) 在实际的变换电路中，如图25所示，为了使V GS2 =1V，其电阻值如下。R5=220KΩ，R6=47KΩ， 另外，加在G2上的高频率电压称之为注入电压，此可以利用修整电容器C T 调整为0.5～1V。 6-3 FM解调/中频放大电路设计制作第一部分 FM解调电路 FM解调电路为将频率的变化 △ f变换成为电压的变化 △ V的电路。也即是，前所说明的FM调变电路的相逆工作原理。 图17所示的为广播用FM接收机的方块图。共分为前端(front end)电路，FM中频电路，FM立体电路三大部分，其中的FM 解调电路为FM中频放大电路的一部分。 此处的FM中间频率放大电路包含有10.7MHzIF放大，限制器，FM检波电路。中频即为一般所谓的IF (Intermediate Frequency)。 (由于LSI化的进步，最近的FM接收机电路也大多只有2~3个IC构成，各厂家有不同的商品化IC。) FM中间频率放大电路的工作原理原理 图18所示的为FM中间频率放大电路的方块图。 由前端部所变换而得的中间频率f IF =10.7MHz信号，输入此一电路。此一f IF 经过晶体管与TA7303P所构成的中频放大电路做 80～100dB的放大。又经过晶体管放大电路与TA7303P之间所连接的陶瓷滤波器CF，以得到所必要的频带宽。 在7A7303P的内部，利用限幅器(limitter)电路，将信号的振幅限制，使信号位准为相等。此限制电路是利用晶体管的饱和特 性或二极管的波形上升特性做成的。但是，对于小信号而言，并不工作。 (此包含中间频率10.7MHz的放大与限制器，检波，低频率放大等电路。) 将FM信号变换成为声音信号的检波电路是采用差动峰值检波方式。 经过检波后的信号再经过解强调(Deemphasis)电路，将高频率衰减。因为，一般的FM波，在传送方有使用预强调(Preemphasis) 电路，将高频领域预先加强后再做调变，为了使最后所得到的频率特性平坦，在检波后需要使用解强调电路。如此，可以得到S/N 良好的信号。 表2所示的为所设计的FM中间频率放大电路的电气指标要求。 电源电压为9V，输入限制电压为30dBμ。如果将FM电路做全体考虑，前端部的放大率为30dB时，则输入天线的信号为0dBμ 时，使可以达到此一输入限制位准了。 选择度的规格订为频带宽300KHz(-3dB)或稍微宽一些。 对于检波电路的检波频率范围足以10.7MHz为中心。±250KHz。 电 源 电 压 中 心 频 率 输 入 限 制 电 压 （-3dB）限制 频 带 宽 （-3dB） (-20dB) 9V 10.7MHz 30dBμ 300KHz 800KHz 中心频率 ±250 KHz 检 波 频 率 范 围 表2 FM中频放大电路的设计要求 (输入限制电压是指可以使限幅器开始工作原理的信号位准。此时会衰减3dB。由规格可以知道输入信号为30dBμ以上时，限制器 便开始工作原理。) 利用晶体管构成中间频率放大电路的设计 在初级的晶体管放大电路为采用高频率放大用的晶体管2SC2669。图19所示的为晶体管的特性。在f=10.7MHz时的电功率 放大为30dB。 设计规格的输入限制电压为30dBu，由于输入下一级的IF放大器TA7303P的输入限制位准为50dBu，因此，此一晶体管的 电功率放大率必须为20dB以上。由于考虑到滤波器的损失为6dB，因此，电功率放大率应该为26dB以上。 根据晶体管2SC2669的特性，只需要1级放大便已足够了。 如果手头上所拿到的2SC2669Y的h FE 为130～170，可以以h FE =150做为设计计算基准。 由于输入信号位准很小，因此，工作原理集极电流为较小值的3mA。 高频率放大用硅NPN晶体管2SC2669 参数名称 集极-基极间电压 集极-射极间电压 射极-基极间电压 集极电流 基极电流 集极损失 接合温度 保存温度 符号 V CBO V CEO V EBO I C I B P C T i T stg 参数 35 30 4 50 10 200 125 -55--125 单 位 V V V mA mA mA 单位：mm TOSHIBA 2SC2669 PDF文件资料下载 Adobe Acrobat阅读软件下载（中文版） ℃ ℃ )[取自东芝的产品规格表] 参数名称 集 极 截 止 电 流 射 极 截 止 电 流 直流电流放大率 集极-射极间饱和电压 集极-射极间电压 暂态频率 集极输出容量 C C · r bb 积 电功率放大率 符号 I CBO I EBO h FE ( 注 ) V CE (sat) V BE fr Cob Cc · r bb Gpe 测试条件 V CB =35V.I E =0 V EB ==0 V CE =12V.I C =2mA Ic=10mA.I B =1mA Ic=10mA.I B =1mA V CE =10V.I C =1mA V EB =4V.I E =0.f=1MHz V CE =10V.I E =-1mA.f=30MHz Vcc=6V.I E =-1mA.f=10.7MHz 最小 - - 40 - - 100 - - 27 标准 - - - - - - 2.0 - 30 最大 0.1 1.0 240 0.4 1.0 - -3.2 50 33 单位 μA μA V V MHz pF ps dB 注：h FE 分类 R：40~ 80，O：70~140，Y：120~240 图20 晶体管放大电路的设计 (此一电路采用电流反馈偏压电路，其温度稳定度很好。) 晶体管工作点的设定，图(a)为直流电路常数的求法，图(b)为交流等效电路。 常用的超再生接收和ASK发射电路 超再生接收是编解码电路最常见的一种形式，成本低廉，灵敏度高，电气性能满足一般的应 用环境。除此之外如超外差等也较多见，从根本上说也是一种发展取代的方向。 有一个很重要的概念：超再生接收电路全称“自息/他息灭式再生检波电路”，从这个定 义上可以知道1：它归属检波电路的一类；2：它是一个工作在间歇状态的检波电路；3：这 个检波电路利用了再生原理。 上图是再生检波的基本图，其中C2起正反馈（再生）作用，R3R2R1共同决定N的工作 点。电路调好时，该检波电路有很高的灵敏度指标。但当这个检波电路再生分量过强时就会 产生高频振荡。 在60、70年代该电路直接用于民用中波收音，该段加上音频放大复用成“再生来复式收 音机”。不敢用于短波，那时的管子fT太低--现在FT大于1G的管子一抓一大把，直接检波 效果我看比那些粗制滥造的什么“十波段全球牌收音机”灵敏度指标差不到哪去？（增益值 大家可以算出） 那时候，不敢用到短波，因是直接检波，故对几M--几十M的信号而言，性能大打折扣。 可以这么理解：干脆把这个电路调到振荡去（增益很高），然后在A点加入个频率低得多的 电压，让电路（N）的工作点随该电压的变化简歇振荡工作---这就是超再生电路，这个外加 的电压称为熄灭电压。超再生式接收电路在无信号输入时，由于外界或内在的噪音电压的激 发，会产生不规则的杂乱振荡，导致输出极大的噪声，这是超再生电路的一个主要特点。其 原理如下图所示。 超再生电路按熄灭电压来源的不同，可分为他熄式和自熄式两 种，这个外加或自生的电压决定了超再生的熄灭频率。前者采用独 立的振荡电路来产生熄灭电压，后者有管子本身兼产生熄灭电压。 自熄式电路简单、经济效率也高相对使用得更为广泛。以下也主要 介绍这种电路形式。（图2图3图4图6电路参数为对应27MHz，图 5对应266MHz频率）。 图2是超再生的祖宗级电路，特点：灵敏度很高，相当于一台 有独立本机振荡、一级混频、两级中放的标准超外差接收电路；对 晶体管要求不严，允许很低的工作电压（譬如3V）环境仍保持差不 多的参数。 60年代的民用收音机多用此电路，估计是那时的管子实在是太昂贵 的原因。缺点：带一铁芯变压器（取音频） 图3是演变电路，省了变压器，参数有所降低。 图4电路外围电路最为简单，理论上性能指标也较差，目前成 批生产的产品多于它的“加强版”如图5的电路（电路最大的改进 在于晶体管的大致工作点由D1R4所构成的“嵌位电路”所决定，从 而解决了大批量生产时晶体管参数指标“离散性”所造成的后期工 序中的统调问题）。 图6是使用场效应管的电路。成品有很高的性能，超再生所普 遍存在的选择性和抗干扰指标差的缺陷，在这种电路里能得到一定 的遏制。这类电路目前很罕见。 图2 图3 图4 图5 图6 使用场效应管的超再生式接收电路，成品有很高的性能。 和超外差电路的调试工作相比较，由于电路简单，整体指标受元件个体之间参数的差异 或PCB板材质的不同影响严重，每个外围元件的更改都可能使实际电路的情况变得微妙起来， 所以超再生电路的调整更需要耐心。常见的ASK发射端电路， 如上图俩编码载频发射电路， N用任一款UHF段的NPN管，L可以用0。41漆包线4T左右（对应266MHZ，315MHZ把线距拉 宽点便可，400MHZ 3T）。装好后，工作电流约3MA（12V），没仪器又想知道它启动了没的话， 可以用手指触摸PCB板元件的焊点，若电流有1MA左右的变化，便OK！接下来的是你的发射 和接收的统调问题。 接收电路的调整主要是晶体管最佳工作点的问题，所涉及到的元件主要是晶体管的基极偏 置电阻大小和射-集极间的反馈电容参数值（具体详细选用和调整方法参考简单的单通道无线 电遥控设备一文及本站有关超再生电路的其它文章介绍）。也可以使用示波器，针对目前最 为普遍的图6电路，参照右图接输出点1ms/0.5vp-p档，无信号时，其中图一是调好的正常 电路的输出波形，幅值在0.5VP-P以上。实际的波形很杂乱，但线条很细，有低放的话，声 音是介于温柔的“丝---”和粗哑的“沙--”之间。图二是N工作不稳定的输出波形，幅值低 且线条粗而稀疏，不稳定到什么程度呢？譬如说不移动PCB板，而在下面垫张厚点的纸什么 的，波形都有可能改变。IC2001和K所说的问题应该属此类。图三的输出波形除偶有个把突 起外基本近于直线---电路没工作。 七八十年代之前的编解码电路主要采用的是分立元件来完成，像频率编码 的RC基本单元，一般由一只晶体管及十只左右的外围元件组成。 进入80年代中后期，随着CMOS技术和中、高密度集成电路的技术的 成熟，市面上开始出现了专门为遥控系统设计制造的编码与译码集成电 路，专用编解码集成电路的出现，使得系统在设计简单化的同时，可靠性、 性能价格比方面的指标也得到加强，这类电路中具有代表性的产品如 LM1871/1872、MC145026/145027、PT2262/2272、ED5026/5027等，大都具 备了静态功耗低(μA～mA级)、外围电路简化、可提供的功能或控制口多 等特点，专用编解码集成电路的出现也使得这类设备在进入公用系统中使 用成为可能。 公用系统指的是可以以低成本的形式为广大用户所使用和服务的一 种机构或设备(如机动车防盗)，在介绍这类系统编解码电路特点之前，我 们先理解“身份识别”这个概念。 仍以“单通道超再生无线电遥控器”为例，假设某厂批量生产这类设 备，并被用户大量购买和使用，那么便带来一个问题，是什么呢?比方说 甲、乙两人同时使用了这种设备进行遥控模型车的竞速比赛，由于执行机 构都是使用噪声控制的原理，那么必然会发生甲的遥控器在控制本方的同 时，也控制了乙方的模型车，这种情况对乙方亦然，最终场面一片混乱。 为了解决这种情况，厂方可能会生产几种类型的遥控器，将彼此间发射频 率错开，但这种方法是相当局限的。 集成化编解码电路和芯片由于引入了专门的“身份识别”也称“寻 址”的概念，使得该类问题迎刃而解。 以PT2262/2272集成化编解码芯片组为例，这是一种18脚双排DIP 塑封的芯片，片上有A0～A5共6个地址编码设定端，每一位可以编为 “0”(接地)、“1”(接Vcc)和“开路”三种状态，利用A0～A5这6位地 址线可提供729位寻址可能，除了地址编码端口，PT2262/2272还提供 A6/D0～A11/D5共6个地址/控制数据编码设定端口，这6个端口是双用的， 仅用于地址解码功能时，和前面的端口加在一起芯片共可提供312=531441 种不同寻址，当全部用于控制数据设定时，则可提供26=64种数据码。 这几年，半数以上的私家车主大都安装了一种被厂家称为“机动车防 盗器”的设备，操作者配带一只锁匙扣大小的遥控器，便可远距离实施对 机动车的防盗设置或解除或启动或熄火的操作，相当方便，在这类国产的 系统中，有八成以上所使用的便是PT2262/2272或VD5026/5027芯片组， 系统频点使用270MHz或320MHz(近期又使用480MHz陶瓷稳频元件)。 这种无线防盗器，厂家一般仅使用PT2262/2272中A6/D0～A11/D中 的两组作为数据设定端口，其它端口全部供寻址。 集成化专用编解码芯片在解决了进入公用系统中身份识别问题的同 时，也带来了它们的安全隐患。这个隐患起源于系统“地址编解码”端口 的设定，由于遥控锁匙扣和接收机编码是一一对应且恒定的，故一旦掌握 这个编码便可轻易使这个系统“解除警报”。 实际上当PT2262/2272该类芯片问世并被极大范围地应用于公用系统 中去的时候，它的对手也像“幽灵”一样随之出现。” 这个对手一般有两种：一是被称为“空中编码侦测器”的设备。内含 一高频接收机、一个记录分析仪或微电脑，使用时操作者只需将高频接收 机调至适合的频道，一旦有信号出现，便瞬间取得合法用户的“身份识别 码”。另一种是被称为”编码扫描器”的设备，这是一种“主动出击”型 的设备，使用时，设备内含的由微机或时序电路控制下的编码器会自动将 全部的编码依次编出，并通过无线电发射出去，一直到原接收器响应为止。 由于固定编解码电路的地址设定数目有限，故扫描器在极短时间里可行， 这个破解时间一般可以由寻址端口组合数＊(接收器解码周期＋合适的保 护间隔时间)/2计算出，像PT2262/2272芯片组，破解时间一般不会超过 2小时，对VD5026/5027而言则更短。 值得注意的是，这类设备由于其工艺简单，稍具高频电子及编解码知 识，花点时间便可制造，所以在国内近几年也被大量的使用，目前在有些 地方，该类设备甚至只要出资500元人民币便可到手! 进入90年代，公用系统的安全性问题成了一个不可回避的现实问题。一些以往在军事和外交场合才会出现的“防君子也防小 人”的加密编解码方式开始被应用于民用系统中去。在这类系统中，真正意义上的加密编解码方式其代表作有以下几种：1 以加 密算法为核心的编解码方式。2 复合加密编解码方式(如双向编解码(一种需要二次确认合法身份的加密编码方式)等，由于该类 方式形式较多，这里不作讨论。 那么什么是加密算法呢?以下是为了便于我们掌握“加密算法”大体轮廓的描述。 仍以PT2262/2272芯片组为例，操作者假设不使用固定寻址编码，而是通过以下方式设立的话，那么他们的系统也可以成为一个原 始的加密编解码体系，方法如下： 1 寻址编码端口的设立采用当天的日期号码数字转化成二进制代码，不足位数用“0”或“1”代用。 2 自选一个二进制代码，位数可以是2～4位。 3 将个人偏好的二进制代码嵌入二进制日期代码，方法可以是相加或相减成为最终地址编解码端口的设定方式。 用此方法，PT2262/2272便可以按加密编解码方式进行运作了，由于日期每天一变，故寻址编解码端口的设定也不同，由于接 收方事先知道这个加密方式，故通过设立仍然可以取得同步从而获得有用信息。另外，又由于个人编好的二进制代码的使用，可以 达到防范攻击者一旦知道编码是由日期数字转化成二进制代码，然后设定这个规律时，由于无法得知个人编好代码，仍然无法得到 “合法身份证号码”的结果。 实际应用中的由加密算法支持下的编码体制一般具备以下几个特点： 1 密钥位数足够多，以对付那些虽知道算法但仍然无法通过试验密码的方法来破解信息，在高等级的加密算法中，设计者一 般均假定攻击者拥有当前最先进的计算机等硬件设备和最优秀的攻击人员，像GSM移动手机，总密钥(KC)高达64bit。 2 算法复杂，具备单向性特征。单向性特征指的是算法本身支持由原始数据往结果算轻而易举，而由结果往原始数据算，则 相当难的特征。 3 保护“密匙”，加密算法控制下的加密编解码体制和以往体制的最大区别在于系统正常使用时，系统合法“身份证号码” 是由算法加密运算后再发送出去，或者干脆只发送加密后的部分号码或其“影子”。“影子”可以理解为真正“密匙”的代用品， 犹如“临时居住证”一般，在某些关键系统中，甚至连“影子”也一次一用。 基于加密算法为核心的编解码体制较以往的编解码体制，在防范可能的攻击或侵入能力方面有了质的提高，同时这个核心的性能或 称构筑时的复杂程度也决定了系统的防范等级。 设计一个系统的防范等级，一般可以由用户或生产厂家依据自己的假定安全标准，结合成本等其它因素对加密方式或编解码方 式本身进行改造，以达到一个合理的范围。如TH150/151芯片组，其同步值厂家就设定在32k之内，并允许512次错误操作。