2024年5月27日发(作者：赖欣)
15W纯甲类功放电路图及原理
纵观目前市场上的Hi－Fi功放，输出功率在100W以上的以甲乙类
放大产品居多，50～100W的功放中甲类放大产品占有相当的比例。
从高保真的 角度来看，功率储备大些当然是好，但若从节省能源的
角度来看，就值得考虑了。由于纯甲类功放的效率很低，所以在您
欣赏美妙音乐的同时，约有百分之七八十以 上的电能变成热量散发
掉了。一台每声道输出功率为50W的纯甲类功放，若以30％计其效
率，则静态功耗就有 330W之大，说句玩笑话，简直是“守着火炉
吃西瓜”。笔者在帮人选购功放时就经常遇到这样的情况：很多人
虽然为纯甲类功放的音色所倾倒，但也往往因其 “发高烧”的工作
状态而忍痛割爱。功耗大也是电子管功放的致命弱点。市场经济是
无情的。国内几家有名的生产胆机的厂家，如斯巴克、欧博、大极
典也先后推出 了自己的晶体管功放，就证明了这一点。
根据我国国情，一般工薪阶层的居室面积多在二十平方米以
下，并且通常以客厅或卧室兼作听音室。 若音箱的灵敏度在89dB
以上，则10～20W的纯甲类功放就可满足一般欣赏要求。如果在歌
舞厅里那样的环境中让我们的耳朵长期承受大音量，听力就会逐渐
减退。再说，吵得左邻右舍不得安宁,也不合适。所以说，如果生产
一些功率在15W左右的音质音色较好的功放，静态功耗在100W以
下，肯定会有市场。可惜 这类功放是个空白。日本金嗓子有一款
A20，每声道纯甲类功放20W，音质有口皆碑，但价钱却令人望而却
步。现在，国内生产功放的厂家似乎在攀比，功率越 做越大，重量
越做越重，但销路却不见得很好。何不制作一些 “好吃不贵”的功
放来投放市场呢？本着这个思想，我们设计了这台15W纯甲类功
放，试图在这方面做一些尝试。
一 电路原理
1、功放电路
由 VT1、 VT2组成差动放大电路，每管静态电流约为0.5mA。R3为
VT1的集电极负载电阻，VT1与推动级VT4之间为直接耦合。输出级
由两只型号相同的 NPN型大功率晶体管VT5、VT6组成，而没有采
用互补对称推挽电路。输出管VT6对于负载（扬声器）来说是共发
射极电路，而VT5则是射极输出电路， 因此是不对称放大。但实验
测试表明，整个放大电路在取消大环负反馈（将R5短路）时的开环
失真却很小，而且主要是偶次谐波失真。这个功劳应该归功于推动
级 电路。推动电路是本机最具特色的电路，它的作用和效果与传统
的RC自举电路相比，有过之而无不及。VT4为集－射分割式倒相电
路，分别由其集电极和发射极 输出一对大小相等、方向相反的信
号。VT4对于输出管VT6来说为射极输出电路，电压放大倍数小于
1。从VT4集电极输出的信号通过交流电阻很小的发光二 极体
VD1，加到输出推动管VT3的基极。VD1的正向导通压降约为1.9V
左右，可看作一个噪声很小的稳压二极管，它使得VT3的发射极电
阻R7两端的 直流电压UEC基本不变，约比VD1的稳压值小0.7V。
对交流信号而言，R7是与VT3的发射结电阻相并联的。VT3和VT5
组成同极性达林顿式复合 管。因此推挽放大的上臂是由一级共射放
大电路（VT4）和二级射极输出电路（VT3、VT5）构成的，而推挽电
路的下臂是则由一级射极输出电路（VT4） 和一级共射放大电路
（VT6）构成，可见是不对称的推挽放大电路。故在选择放大管时，
这几只管子的电流放大系数也不必配对。这一点在工厂大批量生产
时尤为 重要，可以大大降低成本。该样机各管β值如下：
β1=β2=110， β3=50，β4=90，β5=70，β6=90。也就是说，要
把β值较大的管子优先安排为VT4和VT6。该功放电路的开环电压
放大倍数约为504，闭 环电压放大倍数由R4和R5决定，约为
15.7。甲类推挽功率放大电路的理论最高效率为50％，该样机实测
最大不失真输出电压的有效值为11V，折合成输 出功率约为15W
（8Ω），静态功耗约为40W，因此最高效率为37.5％。当无信号输
入时，效率为零，40W功率几乎全部消耗于两只输出管上，因此要
加 上足够面积的散热器，并且保证通风情况良好。
总之，该功放有以下特点：
1功率输出管的电流放大系数不需配对；
2用笔者设计的推动电路取代了传统的自举电路，频率响应好；
3输出电压幅度大；
4电路简单、调整容易、便于制作。
2、稳压电源
由于功放为OCL电路，输出端与扬声器直接耦合，故一般应加装延
时保护电路，但由于该机采用了具有短路保护及软启动功能的±17V
双路稳压电 源，故省略了这部分电路。正负稳压电路均采用集电极
输出式调整电路，效率高且具有短路保护功能，但不能够自启动。
VT7、VT9组成复合电源调整管。 VT11为取样放大管。由于VT11的
基极接地，故发射极电位必须为－0.7V才能使它工作于放大状态。
所以R19的下端不能接地，而是接至－17V。所 以，如果万一负输
出电源对地短路，将会使 VT11的发射极与基极间的电压为零，从
而使VT11截止，这样调整管VT9、VT7因得不到基极电流也截止，
结果使得正输出电源电压为零。由于正、负稳 压电路是对称的，故
当正电源对地短路时，也会使负电源电压为零。功放电路的输出端
省却了扬声器保护电路的原因也在于此，万一有一只输出管发生击
穿短路，另 一只输出管也会由于上述保护功能而得不到电源电压，
这样扬声器中就不会有大的直流电流通过，从而有效地保护了扬声
器。
该电源的输出电压基本上由VD4、VD5两只稳压管的稳压值决
定，约比它们的稳压值低0.7V左右（即减去VT11、VT12的发射结
直流压降），故对两只稳压管要仔细挑选配对。
输入端滤波电容器每边采用两只4700μF的电解电容器并联使
用，而输出端的滤波电容器每边仅采用一只10μF的无极性电容
器。通过样机实测，当输出电 流为2.4A（满载）时的纹波电压很
小：正电源侧为0.8mV，负电源侧为1.25mV。此外，波形并非
100Hz的锯齿状，而是频谱较宽的噪声状。
该电源的稳压性能之所以较好，一是由于集电极输出式稳压电
路的调整管具有一定的电压放大倍数，二是由于取样电路的取样比
等于1，输出端的电压变化直接通过VD4、VD5耦合到了取样放大管
VT11、VT12的发射极。
为了消除一般OCL电路开机时通过扬声器的冲击电流造成的
“噗”声，该电源还设计了软启动电路。其工作原理如下：开机
后，滤波电容器C3上的正电压通过 R10向C5充电，C5上的电压按
指数规律上升。该电压通过R12及VD2加到正电源输出端，同时通
过R16为VT12的发射极提供电流，使负电源也同时 启动。电源电
压达到正常值后，正输出电压通过R14给单向可控硅VD3提供触发
电压而使它导通。VD3导通后，其阳极电压降低到0.7V以下，故二
极管 VD2截止。C5上的电压通过R12和VD3放电。延迟时间由
R10、C5时间 常数决定，本例中此常数为0.33秒，开机时音箱中
一点儿声响都没有。
该电源的效率很高，调整管集电极和发射极之间电压降至1V
时，输出电压仍可保持稳定。若市电交流电压为220V时，稳压电路
的输入电压设定为±22V （带额定负载），则可以使稳压电源在市
电变化±10％时，仍工作在最佳状态。若以调整管压降为7V计算，
在满负荷2.4A时的管耗约17W，因此只需较小 的散热器，此时效
率在70％以上。当调整管压降为3V时，效率为85％。
总之，该电源电路特点是：具有软启动功能；具有正负电源分
别短路或同时短路的保护功能，可省去扬声器保护电路；高效率，
约70～85％以上；低纹波系数。
二、制作与调整要点
1.元器件的选择
功率输出管VT5、VT6选用东芝的2SC3281，β在70～110之
间。实验时也曾选用过三肯的2SC 2922，但发现容易产生高频自
激。推动管VT4选用NEC的2SD401，β值为70～90，VT3也用
2SD401，β在50～70之间。当输出管的 β值在100以上时，
VT3、VT4也可选用国产管3DG130（3DG12）。输入级VT1、VT2可选
用9012或9015等，β值在100左右，不 宜太高，但要求配对；
也可选用P沟道结型场效应晶体管，但耐压应不低于40V(因手头无
此类管子，故未曾实验)。电阻的功率R6、R10应选1W以上， R7、
R16、R19应选1／2W以上，其余不作要求。电阻 R9采用两只1W、
0.51Ω电阻并联，作为测量时取样使用。稳压管VD4、VD5应选1W
以上功率的。单向可控硅可选1A电流的任何型号。
电源部分的VT7、VT8选用MJ2955和2N3055或其他互补配对
管，要求β大些，最好大于80。推动管VT9、VT10选用中功率管
3CK9、3DK9等，β值在50～80之间。取样放大管VT11、VT12选用
9014和9015，β值大于100。还要注意正负电源各对应管的β值
应 该相近，即大致配对。电容C1、C6、C7选用涤纶或聚丙烯电
容。稳压电源输入滤波电容C3、C4采用四只4700μF35V优质电解
电容两两并联使用。
电源变压器功率容量应不小于100VA，次级交流电压双18V，电
流3A以上。整流管可用1N5401。
2.调整要点
电源部分几乎不需要调整。如果电源不能自启动，则应适当减
小R10的数值，但应在满载时能够自启动的前提下尽量大一些，以
增大延迟时间。功放部分的调整可归结为两项；一是调整R2使输出
端电位等于零；二是调整R6使R9上的压降等于0.3V，此时末级静
态电流约为 1.18A。注意一开始可将电流调得稍小些，如0.9A，等
预热一段时间以后再调到上述规定的数值。
2024年5月27日发(作者：赖欣)
15W纯甲类功放电路图及原理
纵观目前市场上的Hi－Fi功放，输出功率在100W以上的以甲乙类
放大产品居多，50～100W的功放中甲类放大产品占有相当的比例。
从高保真的 角度来看，功率储备大些当然是好，但若从节省能源的
角度来看，就值得考虑了。由于纯甲类功放的效率很低，所以在您
欣赏美妙音乐的同时，约有百分之七八十以 上的电能变成热量散发
掉了。一台每声道输出功率为50W的纯甲类功放，若以30％计其效
率，则静态功耗就有 330W之大，说句玩笑话，简直是“守着火炉
吃西瓜”。笔者在帮人选购功放时就经常遇到这样的情况：很多人
虽然为纯甲类功放的音色所倾倒，但也往往因其 “发高烧”的工作
状态而忍痛割爱。功耗大也是电子管功放的致命弱点。市场经济是
无情的。国内几家有名的生产胆机的厂家，如斯巴克、欧博、大极
典也先后推出 了自己的晶体管功放，就证明了这一点。
根据我国国情，一般工薪阶层的居室面积多在二十平方米以
下，并且通常以客厅或卧室兼作听音室。 若音箱的灵敏度在89dB
以上，则10～20W的纯甲类功放就可满足一般欣赏要求。如果在歌
舞厅里那样的环境中让我们的耳朵长期承受大音量，听力就会逐渐
减退。再说，吵得左邻右舍不得安宁,也不合适。所以说，如果生产
一些功率在15W左右的音质音色较好的功放，静态功耗在100W以
下，肯定会有市场。可惜 这类功放是个空白。日本金嗓子有一款
A20，每声道纯甲类功放20W，音质有口皆碑，但价钱却令人望而却
步。现在，国内生产功放的厂家似乎在攀比，功率越 做越大，重量
越做越重，但销路却不见得很好。何不制作一些 “好吃不贵”的功
放来投放市场呢？本着这个思想，我们设计了这台15W纯甲类功
放，试图在这方面做一些尝试。
一 电路原理
1、功放电路
由 VT1、 VT2组成差动放大电路，每管静态电流约为0.5mA。R3为
VT1的集电极负载电阻，VT1与推动级VT4之间为直接耦合。输出级
由两只型号相同的 NPN型大功率晶体管VT5、VT6组成，而没有采
用互补对称推挽电路。输出管VT6对于负载（扬声器）来说是共发
射极电路，而VT5则是射极输出电路， 因此是不对称放大。但实验
测试表明，整个放大电路在取消大环负反馈（将R5短路）时的开环
失真却很小，而且主要是偶次谐波失真。这个功劳应该归功于推动
级 电路。推动电路是本机最具特色的电路，它的作用和效果与传统
的RC自举电路相比，有过之而无不及。VT4为集－射分割式倒相电
路，分别由其集电极和发射极 输出一对大小相等、方向相反的信
号。VT4对于输出管VT6来说为射极输出电路，电压放大倍数小于
1。从VT4集电极输出的信号通过交流电阻很小的发光二 极体
VD1，加到输出推动管VT3的基极。VD1的正向导通压降约为1.9V
左右，可看作一个噪声很小的稳压二极管，它使得VT3的发射极电
阻R7两端的 直流电压UEC基本不变，约比VD1的稳压值小0.7V。
对交流信号而言，R7是与VT3的发射结电阻相并联的。VT3和VT5
组成同极性达林顿式复合 管。因此推挽放大的上臂是由一级共射放
大电路（VT4）和二级射极输出电路（VT3、VT5）构成的，而推挽电
路的下臂是则由一级射极输出电路（VT4） 和一级共射放大电路
（VT6）构成，可见是不对称的推挽放大电路。故在选择放大管时，
这几只管子的电流放大系数也不必配对。这一点在工厂大批量生产
时尤为 重要，可以大大降低成本。该样机各管β值如下：
β1=β2=110， β3=50，β4=90，β5=70，β6=90。也就是说，要
把β值较大的管子优先安排为VT4和VT6。该功放电路的开环电压
放大倍数约为504，闭 环电压放大倍数由R4和R5决定，约为
15.7。甲类推挽功率放大电路的理论最高效率为50％，该样机实测
最大不失真输出电压的有效值为11V，折合成输 出功率约为15W
（8Ω），静态功耗约为40W，因此最高效率为37.5％。当无信号输
入时，效率为零，40W功率几乎全部消耗于两只输出管上，因此要
加 上足够面积的散热器，并且保证通风情况良好。
总之，该功放有以下特点：
1功率输出管的电流放大系数不需配对；
2用笔者设计的推动电路取代了传统的自举电路，频率响应好；
3输出电压幅度大；
4电路简单、调整容易、便于制作。
2、稳压电源
由于功放为OCL电路，输出端与扬声器直接耦合，故一般应加装延
时保护电路，但由于该机采用了具有短路保护及软启动功能的±17V
双路稳压电 源，故省略了这部分电路。正负稳压电路均采用集电极
输出式调整电路，效率高且具有短路保护功能，但不能够自启动。
VT7、VT9组成复合电源调整管。 VT11为取样放大管。由于VT11的
基极接地，故发射极电位必须为－0.7V才能使它工作于放大状态。
所以R19的下端不能接地，而是接至－17V。所 以，如果万一负输
出电源对地短路，将会使 VT11的发射极与基极间的电压为零，从
而使VT11截止，这样调整管VT9、VT7因得不到基极电流也截止，
结果使得正输出电源电压为零。由于正、负稳 压电路是对称的，故
当正电源对地短路时，也会使负电源电压为零。功放电路的输出端
省却了扬声器保护电路的原因也在于此，万一有一只输出管发生击
穿短路，另 一只输出管也会由于上述保护功能而得不到电源电压，
这样扬声器中就不会有大的直流电流通过，从而有效地保护了扬声
器。
该电源的输出电压基本上由VD4、VD5两只稳压管的稳压值决
定，约比它们的稳压值低0.7V左右（即减去VT11、VT12的发射结
直流压降），故对两只稳压管要仔细挑选配对。
输入端滤波电容器每边采用两只4700μF的电解电容器并联使
用，而输出端的滤波电容器每边仅采用一只10μF的无极性电容
器。通过样机实测，当输出电 流为2.4A（满载）时的纹波电压很
小：正电源侧为0.8mV，负电源侧为1.25mV。此外，波形并非
100Hz的锯齿状，而是频谱较宽的噪声状。
该电源的稳压性能之所以较好，一是由于集电极输出式稳压电
路的调整管具有一定的电压放大倍数，二是由于取样电路的取样比
等于1，输出端的电压变化直接通过VD4、VD5耦合到了取样放大管
VT11、VT12的发射极。
为了消除一般OCL电路开机时通过扬声器的冲击电流造成的
“噗”声，该电源还设计了软启动电路。其工作原理如下：开机
后，滤波电容器C3上的正电压通过 R10向C5充电，C5上的电压按
指数规律上升。该电压通过R12及VD2加到正电源输出端，同时通
过R16为VT12的发射极提供电流，使负电源也同时 启动。电源电
压达到正常值后，正输出电压通过R14给单向可控硅VD3提供触发
电压而使它导通。VD3导通后，其阳极电压降低到0.7V以下，故二
极管 VD2截止。C5上的电压通过R12和VD3放电。延迟时间由
R10、C5时间 常数决定，本例中此常数为0.33秒，开机时音箱中
一点儿声响都没有。
该电源的效率很高，调整管集电极和发射极之间电压降至1V
时，输出电压仍可保持稳定。若市电交流电压为220V时，稳压电路
的输入电压设定为±22V （带额定负载），则可以使稳压电源在市
电变化±10％时，仍工作在最佳状态。若以调整管压降为7V计算，
在满负荷2.4A时的管耗约17W，因此只需较小 的散热器，此时效
率在70％以上。当调整管压降为3V时，效率为85％。
总之，该电源电路特点是：具有软启动功能；具有正负电源分
别短路或同时短路的保护功能，可省去扬声器保护电路；高效率，
约70～85％以上；低纹波系数。
二、制作与调整要点
1.元器件的选择
功率输出管VT5、VT6选用东芝的2SC3281，β在70～110之
间。实验时也曾选用过三肯的2SC 2922，但发现容易产生高频自
激。推动管VT4选用NEC的2SD401，β值为70～90，VT3也用
2SD401，β在50～70之间。当输出管的 β值在100以上时，
VT3、VT4也可选用国产管3DG130（3DG12）。输入级VT1、VT2可选
用9012或9015等，β值在100左右，不 宜太高，但要求配对；
也可选用P沟道结型场效应晶体管，但耐压应不低于40V(因手头无
此类管子，故未曾实验)。电阻的功率R6、R10应选1W以上， R7、
R16、R19应选1／2W以上，其余不作要求。电阻 R9采用两只1W、
0.51Ω电阻并联，作为测量时取样使用。稳压管VD4、VD5应选1W
以上功率的。单向可控硅可选1A电流的任何型号。
电源部分的VT7、VT8选用MJ2955和2N3055或其他互补配对
管，要求β大些，最好大于80。推动管VT9、VT10选用中功率管
3CK9、3DK9等，β值在50～80之间。取样放大管VT11、VT12选用
9014和9015，β值大于100。还要注意正负电源各对应管的β值
应 该相近，即大致配对。电容C1、C6、C7选用涤纶或聚丙烯电
容。稳压电源输入滤波电容C3、C4采用四只4700μF35V优质电解
电容两两并联使用。
电源变压器功率容量应不小于100VA，次级交流电压双18V，电
流3A以上。整流管可用1N5401。
2.调整要点
电源部分几乎不需要调整。如果电源不能自启动，则应适当减
小R10的数值，但应在满载时能够自启动的前提下尽量大一些，以
增大延迟时间。功放部分的调整可归结为两项；一是调整R2使输出
端电位等于零；二是调整R6使R9上的压降等于0.3V，此时末级静
态电流约为 1.18A。注意一开始可将电流调得稍小些，如0.9A，等
预热一段时间以后再调到上述规定的数值。