2024年9月17日发(作者：微生曼寒)

深圳市尚亿微科技有限公司

CX73xx

应用报告

１３５（＊）４４２６（＊）３５３２　　　　Ｑ：２２４７（＊）１１４０５０

原边反馈控制芯片

CX73xx

的设计和应用指南

CX730A

/731A/731B/732A/732B/732C

摘要

这份应用资料介绍了CX73xx系列原边反馈控制

芯片及其应用电路。详细描述了它的特点和工作

原理，并结合实际的应用方案介绍外围电路的设

计流程。

特点

¾

¾

¾

¾

¾

¾

¾

¾

¾

¾

¾

无需副边反馈的恒压(CV)和恒流(CC)控制

节能模式：脉冲频率调制控制模式(PFM)

内置抖频来降低 EMI

每一个开关周期的电流限制

过压保护(OVP)

欠压锁定(UVLO)

过温保护(OTP)

输出线损补偿

输入线电压补偿提高输出电流精度

驱动能力可调

内置充电指示灯转换功能(专利)

应用范围

¾ 手机，无绳电话，PDA，数码相机

和电动工具的电池充电器

¾ LED射灯、灯杯和球泡灯

¾ 换线性电源和 RCC开关电源的最佳选择

芯片功能

芯片型号

CX730A

CX731A

CX731B

CX732A

CX732B

CX732C

线损补偿功能

内置默认

外部可调

内置默认

外部可调

内置默认

外部可调

驱动能力

内置默认

内置默认

外部可调

内置默认

外部可调

外部可调

充电器状态指示灯

X

X

X

√

√

X

表1：FT83xx 芯片功能

CX730主要用于低成本的方案（替代RCC方案），CV精度：±7%，CC精度：±15%；

CX731A主要用于充电器，可调节输出线损补偿，CV精度：±5%，CC精度：±10%；

CX731B主要用于LED射灯、灯杯等应用，CV精度：±10%，CC精度：±8%；

CX732A/B主要用于充电指示灯转换的方案，CV精度：±5%，CC精度：±10%；

CX732C主要用于5W以上且需要线损补偿的方案，CV精度：±5%，CC精度：±10%。

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1 2 3 4 5 6 7 8

CX730A SOT23-5 CS FB

GND OUT VCC

CX731A

SOT23-6 CS FB GND OUT VCC CABLE

CX731B SOT23-6 CS FB

GND OUT VCC ADJ

CX732A SOP8

LED_G LED_R VCC

OUT GND FB CS CABLE

CX732B SOP8

LED_G LED_R VCC OUT GND FB CS ADJ

CX732C

SOP8 ADJ NC VCC OUT GND FB CS CABLE

表 2：引脚定义

芯片型号 封装

引脚定义

图 1：封装类型

典型应用电路

图 2：无转灯功能典型电路

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图 3：带转灯功能典型电路

内部框图

VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

R

CLR

Q

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

FB

Ifb

EA

3 x (1+Kcab)V

0.1V

Vcp

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

R

CLR

Q

3V

Vfb

Cable

Compensation

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

CX30A

0.5V

Vcs

GND

图 4：CX730A内部模块

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VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

R

CLR

Q

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

0.1V

Vcp

FB

Ifb

EA

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

3 x (1+Kcab)V

R

CLR

Q

VDD

Loading

detect

3V

Vfb

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

CX31A

0.5V

Vcs

CABLE

GND

图 5：CX731A内部模块

VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

Driving

current

adjustment

ADJ

R

CLR

Q

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

0.1V

Vcp

FB

Ifb

EA

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

3 x (1+Kcab)V

R

CLR

Q

3V

Vfb

Cable

Compensation

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

CX31B

0.5V

Vcs

GND

图 6：CX731B内部模块

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VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

LED_G

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

R

CLR

Q

Charging

Status

controller

LED_R

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

FB

Ifb

EA

0.1V

Vcp

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

3 x (1+Kcab)V

R

CLR

Q

VDD

Loading

detect

3V

Vfb

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

CX32A

0.5V

Vcs

CABLE

GND

图 7：CX732A内部模块

VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

LED_G

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

R

CLR

Q

Charging

Status

controller

LED_R

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

FB

Ifb

EA

0.1V

Vcp

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

3 x (1+Kcab)V

R

CLR

Q

3V

Vfb

Cable

Compensation

Driving

current

adjustment

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

ADJ

CX32B

0.5V

Vcs

GND

图 8：CX732B内部模块

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VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

Driving

current

adjustment

ADJ

R

CLR

Q

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

FB

Ifb

EA

0.1V

Vcp

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

3 x (1+Kcab)V

R

CLR

Q

VDD

Loading

detect

3V

Vfb

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

CX32C

0.5V

Vcs

CABLE

GND

图 9：CX732C内部模块

介绍

这款高度集成的原边反馈控制芯片包含了

许多功能，这些功能有效地提高了小功率反激

变换器性能。原边反馈的拓扑简化了电路的设

计，无需副边反馈，就可以实现精确的恒压和

恒流。通过芯片内部的抖频技术，EMI可以使

用最小的滤波器来解决。所以，与传统的设计

和线性变压器比较，充电器更小更轻了。

这款原边反馈控制芯片工作在脉冲频率调

制（PFM）模式下，负载越轻，频率越小，所

以轻载时系统的功耗很小。启动电流最大为

30uA，所以可以使用很大的启动电阻从而提高

了节能效果。

这款原边控制芯片同时也提供了非常多的

保护功能。FB引脚配置了过压保护和输入欠压

锁定。每一周期的电流限制和恒流控制保证了

在重载下的过流保护。另外，过温保护能将控

制芯片关掉，并能在过温状态解除时重启。

通过使用这款原边反馈的芯片，充电器能

够用很少的外围器件和最低的成本实现恒压和

恒流的功能。

内部工作框图

恒压控制

原边反馈的控制方法可以在无需副边电压

与电流检测的情况下实现精确的恒压/恒流控

制。图 2和3是典型应用线路。图4-9是芯片

内部框图， 图 10是一些主要的波。副边输出

状态是在功率三极管关断时从原边的辅助绕组

得到的。使用一些独特的采样方法来复制输出

绕组电压(Vs)和副边二极管的放电时间(Tdis)。

采样后的电压与内部精准的参考电压(V

FB

)比

较后再通过调制误差放大器的输出来确定开关

管的关断时间。这种简易的方法实现精确的输

出电压调节。

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恒流控制

图 10所示，输出电流Io在断续模式(DCM)

的反激拓扑中可以通过方程(1) 来表达。

降频工作模式

原边反馈控制芯片在恒压工作模式下时，

工作频率随着负载电流的减小而减小，负载电

流减小到0时，频率降到最低。有了这种控制

模式，电源控制芯片能轻松满足最严格的功率

转换效率的要求。

频率抖动

这款原边反馈控制芯片集成了内部的抖频

功能来提高 EMI的性能。

输出电压电流特性

电池充电器一般会设计两种工作模式，恒

压充电与恒流充电。图 11所示为基本的充电

特性。当电池电压很低时，充电器工作在恒流

充电状态。这是电流充电的主要方式。当电池

电压达到它的最终电压时，电流便逐渐停止。

充电器便进入恒压充电模式。最终，充电电流

逐渐减小直到零。

I

O

=

2×N

ps

×V

csth

7×R

cs

（1）

其中：

Nps是原边与副边线圈匝数比。

Rcs是电流检测电阻的阻值。

Vcsth是Rcs上的电压限制值。

芯片内部设定Vcsth=0.5V

所以，输出电流Io可以通过Nps和Rcs

来计算，确定好Nps和Rcs后，原边反馈控制

芯片就可以确定功率三极管的关断时间，从而

提供恒定的输出电流。

图 11：Vo-Io曲线

启动电路

当电源启动时，如图 12所示，输入电压

Vbus通过启动电阻R1对电容C1进行充电。

当电容的电压(VCC)达到芯片启动电压(V

CC-ON

)

时，原边反馈控制芯片开始启动。

电源的启动延迟Tst可以通过下式来计算：

图 10：主要波形

通过在 DCM下良好的变压器设计，原边

反馈控制芯片能够实现精确而稳定的恒流输出

特性。在接下来的篇章中，有一个变压器的具

体设计的介绍。

1×C1×ln(1−TR

st

=−)

（2）

2×V

ac

−I

st

×R1

V

CC−ON

其中：V

CC-ON

是芯片启动电压；

Ist是芯片启动电流。

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分压反馈到芯片的FB脚，芯片通过调节关断

时间使FB脚电压一直稳定在3V。当输出电压

突然升高，辅助绕组的电压也跟着升高，导致

FB检测到的电压升高，当FB电压达到4.65V

并保持6us时，芯片关闭芯片out脚的输出，

直到芯片下一次启动。

若电阻R4短路或R5开路，FB电压很快

会上升到4.65V，芯片会不断重启，一直工作

在打嗝模式；若电阻R4开路或R5短路或辅助

绕组开路，没有信号输入到芯片的FB脚，则

芯片启动后会工作一个周期后关闭芯片的out

脚的输出，直到芯片下一次启动。

图 12:启动电路

正因为很小的启动电流，所以R1的值可

以取得很大，如1.2MΩ。如果VCC的电容是

4.7uF，启动延迟在90V交流输入时可以做到1

秒以内。

VCC欠压锁定

图 13所示，这款原边反馈控制芯片的开

启和关断门槛固定在12V和5V。在启动时，

VCC电容必须通过启动电阻R1充电至12V从

而来启动控制芯片。在能量不能从辅助绕组中

得到时，VCC电容将一直对控制芯片供电，直

到辅助绕组开始对VCC供应大于5V的电压。

如果VCC电压低于5V，芯片将进入VCC欠

压锁定状态，关闭芯片内部的一些电路，此时，

Vbus通过R1给电容C1充电，直到VCC电

压达到12V，芯片再次启动，打开所有的内部

电路。这个欠压锁定的滞环将保证在启动时

VCC电容足够对控制芯片供电。

图 14：芯片的FB脚工作电路

输入欠压保护

这款原边反馈控制芯片有一个内置的输入

欠压保护功能。如图 15所示，当功率三极管

Q1导通时，

I

FB

=

V

bus

×N

aux

N

P

×R

4

（3）

图 13：VCC启动和关断电压

输出过压保护及开环保护

图14所示，正常工作时，输出电压反馈

为辅助绕组的电压，辅助绕组通过R4和R5

当输入电压Vbus下降时，从芯片的FB

当Vbus下降到一脚流出的电流I

FB

也会下降，

定程度，I

FB

低于芯片内设定值150uA时，芯

片的out脚的输出就会立即关闭，VCC的电压

逐渐地下降到欠压锁定电压，然后进入VCC

重启的过程。

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段时间空白。在这一空白的时间内，限流比较

器不使能，也不能基极驱动电流。

过温保护

当节温超过 145℃时，这款原边反馈控制

芯片有一个内置的过温检测电路来关闭芯片的

out脚的输出。当芯片的out脚的输出关闭以

后，VCC电压将会逐渐下降到欠压锁定电压

5V。一些内部电路就会关闭从而使得 VCC电

压重新上升。当 VCC达到12V时，所有的内

部电路，包括过温检测电路，又会正常启动。

假如结温仍然高于145℃，芯片的out脚的输

出会立即关掉。这一状态将持续到过温状态解

除。

充电指示灯

在CX732A中，系统的输出电流与芯片的

Cable脚的电压成线性比例关系，当芯片的

Cable脚的电压大于0.78V时，连接到芯片

LED_R的指示灯亮，连接到芯片LED_G的指

示灯灭；当芯片的Cable脚的电压小于0.78V

时，连接到芯片LED_G的指示灯亮，连接到

芯片LED_R的指示灯灭。可以通过连接到芯

片的Cable脚的电阻来设定输出电流为一定值

时开始转灯。连接到芯片的Cable脚的电阻越

大，转灯时的电流越小。

举个例子，假设芯片的Cable到GND之

间接了一个470k的电阻和一个22nF的电容

时，输出电流减小到100mA开始转灯；如果

将470k的电阻改为680k，则输出电流减小到

90mA开始转灯。

图 15：输入低压保护

输出线损补偿

控制芯片内置一个线端补偿功能来补偿输

出导线的电压损失。不同的输出线规格和长度

将会导致不同的线端输出电压。输出补偿电阻

可以用下面的公式来计算补偿的百分比：

R

CABLE

=

K

CABLE

（4）

−12

f×2.6×10

举一个例子，充电器的电源板是5V/1A。

芯片的Cable脚到GND不接电阻时，输出线

端电压为4.7V，则：

K

CABLE

=

5

−

4.7

=6%

5

假设满载时工作频率为60KHZ，则补偿电阻

为：

R

CABLE

=

6%

=385K

3−12

60×10×2.6×10

所以选择接近385K的补偿电阻和一个

22nF的电容并联在芯片的Cable脚和GND之

间就可以使输出线端电压达到恒定的5V。

LEB时间

每一次功率三极管Q1开通时，由吸收二

极管D5的反向恢复和功率三极管Q1的寄生

电容所产生的尖峰将会反映在CS的检测的信

号上。为了防止功率三极管Q1的误动作，这

款原边反馈控制芯片的检测将会在上升沿有一

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应用信息

系统设计

变压器设计是系统设计中最关键的部分，

系统的工作频率、最大饱和磁通密度和系统工

作状态(DCM)等都由变压器设定。下面以5V1A

为例介绍设计步骤及对应的Excel应用。

以下为设计中用到的参数及其表示方法：

Vac_min：最小交流输入电压；

Vac_max：最大交流输入电压；

Vdc_min：输入母线电压最小值；

Vdc_max：输入母线电压最大值；

C1：主输入电容的容值；

T：开关管工作周期；

f：开关管工作频率；

FL：交流输入电压频率；

Ton：功率三极管开通时间；

Tdis：输出电感放电时间；

L：初级电感量；

Ls：次级电感量；

Ipk：初级电流峰值；

Ipks：次级电流峰值；

Np：初级线圈匝数；

Ns：次级线圈匝数；

Naux：辅助绕组线圈匝数；

Nps：初次级线圈匝数比；

Vo：输出电压；

Io：输出电流；

V

D

：输出二极管的正向压降；

Vs：Vo与V

D

之和；

Vaux：辅助绕组供电电压；

η

：变压器转换效率；

K：芯片内部设定的比例参数；

Rcs：初级电流采样电阻；

Vcsth：Rcs上电压的限制值；

1. 设定已知参数：

交流输入电压：

Vac_min=90V，Vac_max=265V；

输入交流电压频率FL=50HZ；

输出：Vo=5V，Io=1A;

系统工作频率f=60KHZ；

恒流比例系数K=4(芯片内部设定)

磁芯规格：EE16；

磁芯截面积：AE =19.2mm

2

；

最大磁通密度：Bm=230mT；

反馈供电电压：Vaux=9.5V；

将以上参数设定好填入设计表格中的输入部

分。

表 3：输入信息

2. 确定输入电容C1

根据经验，当输入交流电压范围为90～

264V时，输入电容C1一般根据输入功率来选

择，其典型值为 2uF/W，由于输出为5V1A，

Excel表格中计算出C1推荐值为11.8uF，实

际中由于体积和成本的限制，一般选择两个

4.7uF即9.4uF，所以在设计表格的C1修正值

中填入9.4。

3. 确定最低BUS电压和最高BUS电压

如图 16所示，一般AC给电容C1充电时

间Tc=3ms左右，所以最低输入母线电压可以

由下式计算：

1

−

T

c

)2

×

V

O

×

I

O

×

(

2

×

FL

2

(5)

V

dc_min

=

2

×

V

ac_min

−

η

×

C

bulk

=2×90

2

−

2×5×1×(10−3)

0.85×9.4×10

−6

×1000

=86.2V

最大输入母线电压为：

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V

dc_max

=2×V

ac_max

=371V

(6)

Excel表格会自动计算出上面的值，以便后面

计算。

在Excel表格中我们根据Nps的参考值

14.19，在修正值中填入12.4。

5. 计算初级尖峰电流Ipk和电流采样电阻

Rcs

由以下公式

I

pks

=I

pk

×N

ps

(9)

图 16：输入母线电压波形(虚线)

4. 确定最大匝比

这款原边反馈控制芯片要求系统在任何条

件下都工作在不连续电流模式(DCM)，如图

17，系统要工作在DCM，则需要满足：

I

O

=

K

=

T

dis

×I

pks

2×T

(10)

2×

T

=4

T

dis

(11)

可以推导出：

T≥T

on

+T

dis

(7)

K

×

I

O

4×1

I

pk

===0.323A

(12)

N

ps

12.4

所以采样电阻Rcs为：

R

cs

=

V

csth

0.5

=≈1.6Ω

(13)

I

pk

0.323

其中，芯片内部设定Vcsth为0.5V

当选择Rcs为1.6Ω后，

0.5

=0.313A

I

pk

=

1.6

图 17：主要波形

经过公式推导，可以转化为：

在使用表格时，表格会自动计算出Ipk和

Rcs的值，在表格中填入Rcs的修正值，Ipk

的修正值会自动计算出来，这样Ipk和Rcs就

都确定了。

6. 确定初级电感量L

由以下公式可求出初级电感量：

1

N

ps

≤V

dc_min

×(−)

2×V

O

V

O

+V

D

η

×K

(8)

0.85×41

=86.2×(−)=14.19

2×55+0.7

所以为了保证工作在DCM状态下，选择

的Nps不能大于上面的计算值，为了保证系统

正常工作，我们选择Nps需要留有一定的余量：

Nps≤14.19×0.9=12.77，这里我们选择

Nps=12.4。

L

=

=

2

×

P

in

I

PK

×f

2×5×1

=2mH

23

0.85

×

0.313

×

60

×

10

2

(14)

考虑到变压器窗口面积，线圈不能太多，

所以尽量减小线圈匝数，初级电感量一般选取

时要比计算值稍小一点，这里取：L=1.78mH。

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在Excel表格中，表格会自动计算出初级

电感量为2mH，在修正值一栏中填入1.78mH

作为我们实际使用的值。

7. 确定初级线圈匝数Np

先设定磁场强度Bm，然后计算初级匝数

(V

O

+V

D

)×N

aux

V

FB

×(R

4

+R

5

)

=

N

s

R

5

(19)

其中V

FB

为芯片内部设定，取3V。

这样就可以求出：

1.78×313

==126Ts

(15)

N

P

=

AE×B

m

19.2×0.23

其中AE为所选磁芯的AE值。

由于实际中0.25mm的线绕4层刚好是124Ts，

所以实际选取时选择Np=124Ts。

在Excel表格中，表格会自动计算出Np

的值，在修正值中填入124Ts。

8. 计算次级和辅助线圈匝数Ns和Naux

次级线圈匝数为：

L×I

pk

R

4

×

N

s

×

V

FB

R

5

=

N

aux

×(V

O

+V

D

)−N

s

×V

FB

(20)

27×10

3

×10×3

==11KΩ

18×(5+0.7)−10×3

设计表格

为了更方便设计，我司按照以上步骤制作

了Excel的计算表格，设计结果如下：

N

P

124

N

s

===10Ts

N

ps

12.4

辅助线圈匝数为：

(16)

N

aux

=N

s

×

=10×

V

aux

V

O

+V

D

(17)

10

≈18Ts

5+0.7

在Excel中，在Ns和Naux的修正值中填

入对应的计算值。

9. 确定FB采样电阻R4和R5

由于芯片可以对输入线电压进行补偿，如

图 14所示，当R4接近

R

4

=

2×V

ac

_max

×N

aux

N

P

×2×10

−3

(18)

=

2×264×18

≈27KΩ

124×2×10

−3

时，可以获得最佳的输入线电压补偿，所以R4

一般根据公式(18)来确定。

输出电压由FB反馈到芯片，所以：

2024年9月17日发(作者：微生曼寒)

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CX73xx

应用报告

１３５（＊）４４２６（＊）３５３２　　　　Ｑ：２２４７（＊）１１４０５０

原边反馈控制芯片

CX73xx

的设计和应用指南

CX730A

/731A/731B/732A/732B/732C

摘要

这份应用资料介绍了CX73xx系列原边反馈控制

芯片及其应用电路。详细描述了它的特点和工作

原理，并结合实际的应用方案介绍外围电路的设

计流程。

特点

¾

¾

¾

¾

¾

¾

¾

¾

¾

¾

¾

无需副边反馈的恒压(CV)和恒流(CC)控制

节能模式：脉冲频率调制控制模式(PFM)

内置抖频来降低 EMI

每一个开关周期的电流限制

过压保护(OVP)

欠压锁定(UVLO)

过温保护(OTP)

输出线损补偿

输入线电压补偿提高输出电流精度

驱动能力可调

内置充电指示灯转换功能(专利)

应用范围

¾ 手机，无绳电话，PDA，数码相机

和电动工具的电池充电器

¾ LED射灯、灯杯和球泡灯

¾ 换线性电源和 RCC开关电源的最佳选择

芯片功能

芯片型号

CX730A

CX731A

CX731B

CX732A

CX732B

CX732C

线损补偿功能

内置默认

外部可调

内置默认

外部可调

内置默认

外部可调

驱动能力

内置默认

内置默认

外部可调

内置默认

外部可调

外部可调

充电器状态指示灯

X

X

X

√

√

X

表1：FT83xx 芯片功能

CX730主要用于低成本的方案（替代RCC方案），CV精度：±7%，CC精度：±15%；

CX731A主要用于充电器，可调节输出线损补偿，CV精度：±5%，CC精度：±10%；

CX731B主要用于LED射灯、灯杯等应用，CV精度：±10%，CC精度：±8%；

CX732A/B主要用于充电指示灯转换的方案，CV精度：±5%，CC精度：±10%；

CX732C主要用于5W以上且需要线损补偿的方案，CV精度：±5%，CC精度：±10%。

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1 2 3 4 5 6 7 8

CX730A SOT23-5 CS FB

GND OUT VCC

CX731A

SOT23-6 CS FB GND OUT VCC CABLE

CX731B SOT23-6 CS FB

GND OUT VCC ADJ

CX732A SOP8

LED_G LED_R VCC

OUT GND FB CS CABLE

CX732B SOP8

LED_G LED_R VCC OUT GND FB CS ADJ

CX732C

SOP8 ADJ NC VCC OUT GND FB CS CABLE

表 2：引脚定义

芯片型号 封装

引脚定义

图 1：封装类型

典型应用电路

图 2：无转灯功能典型电路

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图 3：带转灯功能典型电路

内部框图

VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

R

CLR

Q

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

FB

Ifb

EA

3 x (1+Kcab)V

0.1V

Vcp

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

R

CLR

Q

3V

Vfb

Cable

Compensation

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

CX30A

0.5V

Vcs

GND

图 4：CX730A内部模块

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VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

R

CLR

Q

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

0.1V

Vcp

FB

Ifb

EA

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

3 x (1+Kcab)V

R

CLR

Q

VDD

Loading

detect

3V

Vfb

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

CX31A

0.5V

Vcs

CABLE

GND

图 5：CX731A内部模块

VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

Driving

current

adjustment

ADJ

R

CLR

Q

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

0.1V

Vcp

FB

Ifb

EA

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

3 x (1+Kcab)V

R

CLR

Q

3V

Vfb

Cable

Compensation

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

CX31B

0.5V

Vcs

GND

图 6：CX731B内部模块

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VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

LED_G

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

R

CLR

Q

Charging

Status

controller

LED_R

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

FB

Ifb

EA

0.1V

Vcp

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

3 x (1+Kcab)V

R

CLR

Q

VDD

Loading

detect

3V

Vfb

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

CX32A

0.5V

Vcs

CABLE

GND

图 7：CX732A内部模块

VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

LED_G

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

R

CLR

Q

Charging

Status

controller

LED_R

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

FB

Ifb

EA

0.1V

Vcp

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

3 x (1+Kcab)V

R

CLR

Q

3V

Vfb

Cable

Compensation

Driving

current

adjustment

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

ADJ

CX32B

0.5V

Vcs

GND

图 8：CX732B内部模块

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VCC

VDD

POR

12.1/5.1V

Vcc_on/Vcc_off

150uA

Ifb_open

OTP

OTP

4.65V

Vovp

COMP

Band Gap

LDO

Ref

Ibias

UVLO

Internal

reference

&bias

FB_open

Ovp

Delay

3uS

POR

S

SET

Q

Driving

current

adjustment

ADJ

R

CLR

Q

COMP

CCM

Protection

CC

Controller

FB

Ifb

EA

0.1V

Vcp

CV

Controller

S

SET

Q

Driver

OUT

3 x (1+Kcab)V

R

CLR

Q

VDD

Loading

detect

3V

Vfb

CS

Vline

COMP

LEB

400ns

CX32C

0.5V

Vcs

CABLE

GND

图 9：CX732C内部模块

介绍

这款高度集成的原边反馈控制芯片包含了

许多功能，这些功能有效地提高了小功率反激

变换器性能。原边反馈的拓扑简化了电路的设

计，无需副边反馈，就可以实现精确的恒压和

恒流。通过芯片内部的抖频技术，EMI可以使

用最小的滤波器来解决。所以，与传统的设计

和线性变压器比较，充电器更小更轻了。

这款原边反馈控制芯片工作在脉冲频率调

制（PFM）模式下，负载越轻，频率越小，所

以轻载时系统的功耗很小。启动电流最大为

30uA，所以可以使用很大的启动电阻从而提高

了节能效果。

这款原边控制芯片同时也提供了非常多的

保护功能。FB引脚配置了过压保护和输入欠压

锁定。每一周期的电流限制和恒流控制保证了

在重载下的过流保护。另外，过温保护能将控

制芯片关掉，并能在过温状态解除时重启。

通过使用这款原边反馈的芯片，充电器能

够用很少的外围器件和最低的成本实现恒压和

恒流的功能。

内部工作框图

恒压控制

原边反馈的控制方法可以在无需副边电压

与电流检测的情况下实现精确的恒压/恒流控

制。图 2和3是典型应用线路。图4-9是芯片

内部框图， 图 10是一些主要的波。副边输出

状态是在功率三极管关断时从原边的辅助绕组

得到的。使用一些独特的采样方法来复制输出

绕组电压(Vs)和副边二极管的放电时间(Tdis)。

采样后的电压与内部精准的参考电压(V

FB

)比

较后再通过调制误差放大器的输出来确定开关

管的关断时间。这种简易的方法实现精确的输

出电压调节。

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恒流控制

图 10所示，输出电流Io在断续模式(DCM)

的反激拓扑中可以通过方程(1) 来表达。

降频工作模式

原边反馈控制芯片在恒压工作模式下时，

工作频率随着负载电流的减小而减小，负载电

流减小到0时，频率降到最低。有了这种控制

模式，电源控制芯片能轻松满足最严格的功率

转换效率的要求。

频率抖动

这款原边反馈控制芯片集成了内部的抖频

功能来提高 EMI的性能。

输出电压电流特性

电池充电器一般会设计两种工作模式，恒

压充电与恒流充电。图 11所示为基本的充电

特性。当电池电压很低时，充电器工作在恒流

充电状态。这是电流充电的主要方式。当电池

电压达到它的最终电压时，电流便逐渐停止。

充电器便进入恒压充电模式。最终，充电电流

逐渐减小直到零。

I

O

=

2×N

ps

×V

csth

7×R

cs

（1）

其中：

Nps是原边与副边线圈匝数比。

Rcs是电流检测电阻的阻值。

Vcsth是Rcs上的电压限制值。

芯片内部设定Vcsth=0.5V

所以，输出电流Io可以通过Nps和Rcs

来计算，确定好Nps和Rcs后，原边反馈控制

芯片就可以确定功率三极管的关断时间，从而

提供恒定的输出电流。

图 11：Vo-Io曲线

启动电路

当电源启动时，如图 12所示，输入电压

Vbus通过启动电阻R1对电容C1进行充电。

当电容的电压(VCC)达到芯片启动电压(V

CC-ON

)

时，原边反馈控制芯片开始启动。

电源的启动延迟Tst可以通过下式来计算：

图 10：主要波形

通过在 DCM下良好的变压器设计，原边

反馈控制芯片能够实现精确而稳定的恒流输出

特性。在接下来的篇章中，有一个变压器的具

体设计的介绍。

1×C1×ln(1−TR

st

=−)

（2）

2×V

ac

−I

st

×R1

V

CC−ON

其中：V

CC-ON

是芯片启动电压；

Ist是芯片启动电流。

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分压反馈到芯片的FB脚，芯片通过调节关断

时间使FB脚电压一直稳定在3V。当输出电压

突然升高，辅助绕组的电压也跟着升高，导致

FB检测到的电压升高，当FB电压达到4.65V

并保持6us时，芯片关闭芯片out脚的输出，

直到芯片下一次启动。

若电阻R4短路或R5开路，FB电压很快

会上升到4.65V，芯片会不断重启，一直工作

在打嗝模式；若电阻R4开路或R5短路或辅助

绕组开路，没有信号输入到芯片的FB脚，则

芯片启动后会工作一个周期后关闭芯片的out

脚的输出，直到芯片下一次启动。

图 12:启动电路

正因为很小的启动电流，所以R1的值可

以取得很大，如1.2MΩ。如果VCC的电容是

4.7uF，启动延迟在90V交流输入时可以做到1

秒以内。

VCC欠压锁定

图 13所示，这款原边反馈控制芯片的开

启和关断门槛固定在12V和5V。在启动时，

VCC电容必须通过启动电阻R1充电至12V从

而来启动控制芯片。在能量不能从辅助绕组中

得到时，VCC电容将一直对控制芯片供电，直

到辅助绕组开始对VCC供应大于5V的电压。

如果VCC电压低于5V，芯片将进入VCC欠

压锁定状态，关闭芯片内部的一些电路，此时，

Vbus通过R1给电容C1充电，直到VCC电

压达到12V，芯片再次启动，打开所有的内部

电路。这个欠压锁定的滞环将保证在启动时

VCC电容足够对控制芯片供电。

图 14：芯片的FB脚工作电路

输入欠压保护

这款原边反馈控制芯片有一个内置的输入

欠压保护功能。如图 15所示，当功率三极管

Q1导通时，

I

FB

=

V

bus

×N

aux

N

P

×R

4

（3）

图 13：VCC启动和关断电压

输出过压保护及开环保护

图14所示，正常工作时，输出电压反馈

为辅助绕组的电压，辅助绕组通过R4和R5

当输入电压Vbus下降时，从芯片的FB

当Vbus下降到一脚流出的电流I

FB

也会下降，

定程度，I

FB

低于芯片内设定值150uA时，芯

片的out脚的输出就会立即关闭，VCC的电压

逐渐地下降到欠压锁定电压，然后进入VCC

重启的过程。

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段时间空白。在这一空白的时间内，限流比较

器不使能，也不能基极驱动电流。

过温保护

当节温超过 145℃时，这款原边反馈控制

芯片有一个内置的过温检测电路来关闭芯片的

out脚的输出。当芯片的out脚的输出关闭以

后，VCC电压将会逐渐下降到欠压锁定电压

5V。一些内部电路就会关闭从而使得 VCC电

压重新上升。当 VCC达到12V时，所有的内

部电路，包括过温检测电路，又会正常启动。

假如结温仍然高于145℃，芯片的out脚的输

出会立即关掉。这一状态将持续到过温状态解

除。

充电指示灯

在CX732A中，系统的输出电流与芯片的

Cable脚的电压成线性比例关系，当芯片的

Cable脚的电压大于0.78V时，连接到芯片

LED_R的指示灯亮，连接到芯片LED_G的指

示灯灭；当芯片的Cable脚的电压小于0.78V

时，连接到芯片LED_G的指示灯亮，连接到

芯片LED_R的指示灯灭。可以通过连接到芯

片的Cable脚的电阻来设定输出电流为一定值

时开始转灯。连接到芯片的Cable脚的电阻越

大，转灯时的电流越小。

举个例子，假设芯片的Cable到GND之

间接了一个470k的电阻和一个22nF的电容

时，输出电流减小到100mA开始转灯；如果

将470k的电阻改为680k，则输出电流减小到

90mA开始转灯。

图 15：输入低压保护

输出线损补偿

控制芯片内置一个线端补偿功能来补偿输

出导线的电压损失。不同的输出线规格和长度

将会导致不同的线端输出电压。输出补偿电阻

可以用下面的公式来计算补偿的百分比：

R

CABLE

=

K

CABLE

（4）

−12

f×2.6×10

举一个例子，充电器的电源板是5V/1A。

芯片的Cable脚到GND不接电阻时，输出线

端电压为4.7V，则：

K

CABLE

=

5

−

4.7

=6%

5

假设满载时工作频率为60KHZ，则补偿电阻

为：

R

CABLE

=

6%

=385K

3−12

60×10×2.6×10

所以选择接近385K的补偿电阻和一个

22nF的电容并联在芯片的Cable脚和GND之

间就可以使输出线端电压达到恒定的5V。

LEB时间

每一次功率三极管Q1开通时，由吸收二

极管D5的反向恢复和功率三极管Q1的寄生

电容所产生的尖峰将会反映在CS的检测的信

号上。为了防止功率三极管Q1的误动作，这

款原边反馈控制芯片的检测将会在上升沿有一

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应用信息

系统设计

变压器设计是系统设计中最关键的部分，

系统的工作频率、最大饱和磁通密度和系统工

作状态(DCM)等都由变压器设定。下面以5V1A

为例介绍设计步骤及对应的Excel应用。

以下为设计中用到的参数及其表示方法：

Vac_min：最小交流输入电压；

Vac_max：最大交流输入电压；

Vdc_min：输入母线电压最小值；

Vdc_max：输入母线电压最大值；

C1：主输入电容的容值；

T：开关管工作周期；

f：开关管工作频率；

FL：交流输入电压频率；

Ton：功率三极管开通时间；

Tdis：输出电感放电时间；

L：初级电感量；

Ls：次级电感量；

Ipk：初级电流峰值；

Ipks：次级电流峰值；

Np：初级线圈匝数；

Ns：次级线圈匝数；

Naux：辅助绕组线圈匝数；

Nps：初次级线圈匝数比；

Vo：输出电压；

Io：输出电流；

V

D

：输出二极管的正向压降；

Vs：Vo与V

D

之和；

Vaux：辅助绕组供电电压；

η

：变压器转换效率；

K：芯片内部设定的比例参数；

Rcs：初级电流采样电阻；

Vcsth：Rcs上电压的限制值；

1. 设定已知参数：

交流输入电压：

Vac_min=90V，Vac_max=265V；

输入交流电压频率FL=50HZ；

输出：Vo=5V，Io=1A;

系统工作频率f=60KHZ；

恒流比例系数K=4(芯片内部设定)

磁芯规格：EE16；

磁芯截面积：AE =19.2mm

2

；

最大磁通密度：Bm=230mT；

反馈供电电压：Vaux=9.5V；

将以上参数设定好填入设计表格中的输入部

分。

表 3：输入信息

2. 确定输入电容C1

根据经验，当输入交流电压范围为90～

264V时，输入电容C1一般根据输入功率来选

择，其典型值为 2uF/W，由于输出为5V1A，

Excel表格中计算出C1推荐值为11.8uF，实

际中由于体积和成本的限制，一般选择两个

4.7uF即9.4uF，所以在设计表格的C1修正值

中填入9.4。

3. 确定最低BUS电压和最高BUS电压

如图 16所示，一般AC给电容C1充电时

间Tc=3ms左右，所以最低输入母线电压可以

由下式计算：

1

−

T

c

)2

×

V

O

×

I

O

×

(

2

×

FL

2

(5)

V

dc_min

=

2

×

V

ac_min

−

η

×

C

bulk

=2×90

2

−

2×5×1×(10−3)

0.85×9.4×10

−6

×1000

=86.2V

最大输入母线电压为：

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V

dc_max

=2×V

ac_max

=371V

(6)

Excel表格会自动计算出上面的值，以便后面

计算。

在Excel表格中我们根据Nps的参考值

14.19，在修正值中填入12.4。

5. 计算初级尖峰电流Ipk和电流采样电阻

Rcs

由以下公式

I

pks

=I

pk

×N

ps

(9)

图 16：输入母线电压波形(虚线)

4. 确定最大匝比

这款原边反馈控制芯片要求系统在任何条

件下都工作在不连续电流模式(DCM)，如图

17，系统要工作在DCM，则需要满足：

I

O

=

K

=

T

dis

×I

pks

2×T

(10)

2×

T

=4

T

dis

(11)

可以推导出：

T≥T

on

+T

dis

(7)

K

×

I

O

4×1

I

pk

===0.323A

(12)

N

ps

12.4

所以采样电阻Rcs为：

R

cs

=

V

csth

0.5

=≈1.6Ω

(13)

I

pk

0.323

其中，芯片内部设定Vcsth为0.5V

当选择Rcs为1.6Ω后，

0.5

=0.313A

I

pk

=

1.6

图 17：主要波形

经过公式推导，可以转化为：

在使用表格时，表格会自动计算出Ipk和

Rcs的值，在表格中填入Rcs的修正值，Ipk

的修正值会自动计算出来，这样Ipk和Rcs就

都确定了。

6. 确定初级电感量L

由以下公式可求出初级电感量：

1

N

ps

≤V

dc_min

×(−)

2×V

O

V

O

+V

D

η

×K

(8)

0.85×41

=86.2×(−)=14.19

2×55+0.7

所以为了保证工作在DCM状态下，选择

的Nps不能大于上面的计算值，为了保证系统

正常工作，我们选择Nps需要留有一定的余量：

Nps≤14.19×0.9=12.77，这里我们选择

Nps=12.4。

L

=

=

2

×

P

in

I

PK

×f

2×5×1

=2mH

23

0.85

×

0.313

×

60

×

10

2

(14)

考虑到变压器窗口面积，线圈不能太多，

所以尽量减小线圈匝数，初级电感量一般选取

时要比计算值稍小一点，这里取：L=1.78mH。

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在Excel表格中，表格会自动计算出初级

电感量为2mH，在修正值一栏中填入1.78mH

作为我们实际使用的值。

7. 确定初级线圈匝数Np

先设定磁场强度Bm，然后计算初级匝数

(V

O

+V

D

)×N

aux

V

FB

×(R

4

+R

5

)

=

N

s

R

5

(19)

其中V

FB

为芯片内部设定，取3V。

这样就可以求出：

1.78×313

==126Ts

(15)

N

P

=

AE×B

m

19.2×0.23

其中AE为所选磁芯的AE值。

由于实际中0.25mm的线绕4层刚好是124Ts，

所以实际选取时选择Np=124Ts。

在Excel表格中，表格会自动计算出Np

的值，在修正值中填入124Ts。

8. 计算次级和辅助线圈匝数Ns和Naux

次级线圈匝数为：

L×I

pk

R

4

×

N

s

×

V

FB

R

5

=

N

aux

×(V

O

+V

D

)−N

s

×V

FB

(20)

27×10

3

×10×3

==11KΩ

18×(5+0.7)−10×3

设计表格

为了更方便设计，我司按照以上步骤制作

了Excel的计算表格，设计结果如下：

N

P

124

N

s

===10Ts

N

ps

12.4

辅助线圈匝数为：

(16)

N

aux

=N

s

×

=10×

V

aux

V

O

+V

D

(17)

10

≈18Ts

5+0.7

在Excel中，在Ns和Naux的修正值中填

入对应的计算值。

9. 确定FB采样电阻R4和R5

由于芯片可以对输入线电压进行补偿，如

图 14所示，当R4接近

R

4

=

2×V

ac

_max

×N

aux

N

P

×2×10

−3

(18)

=

2×264×18

≈27KΩ

124×2×10

−3

时，可以获得最佳的输入线电压补偿，所以R4

一般根据公式(18)来确定。

输出电压由FB反馈到芯片，所以：