2024年3月9日发(作者：貊玲珑)

开关电源中变压器的Saber仿真辅助设计一：反激

一、 Saber在变压器辅助设计中的优势：

1、由于Saber相当适合仿真电源，因此对电源中的变压器营造的工作环境相当真实，变压器不是孤立地被防真，而是与整个电源主电路的联合运行防真。主要功率级指标是相当接近真实的，细节也可以被充分体现。

2、Saber的磁性材料是建立在物理模型基础之上的，能够比较真实的反映材料在复杂电气环境中的表现，从而可以使我们得到诸如气隙的精确开度、抗饱和安全余量、磁损这样一些用平常手段很难获得的宝贵设计参数。

3、作为一种高性能通用仿真软件，Saber并不只是针对个别电路才奏效，实际上，电力电子领域所有电路拓扑中的变压器、电感元件，我们都可以把他们置于真实电路的仿真环境中来求解。从而放弃大部分繁杂的计算工作量，极大地加快设计进程，并获得比手工计算更加合理的设计参数。

4、由于变压器是置于真实电路的仿真环境中求解的，所有与变压器有关的电路和器件均能够被联合仿真，对变压器的仿真实际上成了对主电路的仿真，从而不仅能够获得变压器的设计参数，还同时获得整个电路的运行参数以及主要器件的最佳设计参数。

附件下载磁芯手册.XLS

二、 Saber 中的变压器

我们用得上的 Saber 中的变压器是这些：（实际上是我只会用这些 ）

分别是：

xfrl 线性变压器模型，2~6绕组

xfrnl 非线性变压器模型，2~6绕组

单绕组的就是电感模型： 也分线性和非线性2种

线性变压器参数设置（以2绕组为例）：

其中：

lp 初级电感量

ls 次级电感量

np、ns 初级、次级匝数，只是显示用，不是真参数，可以不设置

rp、rs 初级、次级绕组直流电阻值，默认为0，实际应该是该绕组导线的实测或者计算电阻值，在没有得到准确数据前，建议至少设置一个非0值，比如1p（1微微欧姆）

k 偶合（互感）系数，建议开始设置为1，需要考虑漏感影响时再设置为低于1的值。需要注意的是，k 为 0。99 时，漏感并不等于 lp 或者 ls 的 1/100。漏感究竟是多少，后述。

其他设置项我没有用过，不懂的可以保持默认值。

非线性变压器参数设置（以2绕组为例）：

其中：

np、ns 初级、次级匝数

rp、rs 初级、次级绕组直流电阻值

area 磁芯截面积，即 Ae，单位平方米，84.8u 即 84.8 微平方米，也就是 84.8 平方毫米。

len_fe 磁路长度，单位米，这里的 69.7m 是EE3528磁芯的数据

len_air 气隙长度，单位米，这里的 1.8m 是最后获得的设计参数之一。

matl 磁芯材质，下一讲了

其他参数我也不会用，特别是没有找到表达漏感的设置。

有了Saber 中这两类变压器模型，基本上足以应付针对变压器的仿真了。他们的特点是，xfrl 模型速度快，不会饱和，而且有漏感表达，xfrnl 模型真实，最后得出设计数据主要靠

它了。

应用这两个模型有几个小技巧需要掌握：

1、已知 lp、ls 求匝比，或者已知 lp、匝比求 ls

2、已知线径、股数、匝数、温度，计算绕组电阻值

3、已知磁芯型号，查磁芯手册获得 area、len_fe 参数

三、 Saber中的磁性材料

总共在Saber(2007)中找到9种材质的磁心，参数如下：

Saber的磁心采用的是飞利浦的材质系列，但是不知道什么原因除了表中黄色部分的4种材质外，查不到其他材质的文档。因此采用了类比法用仿真求出了其他材质的主要参数。类比法用的仿真电路实际上是个电桥，如图：

电路左右对称分流，左边是一线性（理想）电感做参照，右边是需要检测的非线性电感或者变压器。

当信号源很小时，比如1mV，特定已知的材质（比如“3D3”）磁芯电感通过较大阻值的电阻分压后可得到一基准端电压，不同材质可得到一系列相对端电压，并与其初始导磁率成比例关系，从而获得表中系列材质的测试初始导磁率数据。

当信号源较大时， 加大电流到适当的程度，被测试电感会出现临界饱和迹象（如图中右窗口波形刚开始变形），类比可得到各系列材质的测试B值。

这个类比电桥也是以后要用到的线性变压器和非线性变压器的参数转换电路，附后，需要的可以下载。

遗憾的是，可选择的材质实在太少，尽管Saber有专门针对磁性材料的建模工具，但是工程上常用的TDK系列，美芯、美磁等标准磁心都没有开发对应的Saber磁芯材质模型，这个重要的工作有待有心人或者厂家跟进（我觉得起码厂家应该花钱完善自己的磁材模型）。

所幸的是，我们做开关电源中的变压器使用得最多的锰锌铁氧体功率磁芯PC40材质，可以用“3C8”材质完全代替，很多实例反复证明，用“3C8”代替PC40材质仿真变压器或者PFC电感是非常准确的，仿真获得的各种参数误差已经小于PC40材料本身参数的离散性（几个百分点）。

附1：几个已知的飞利浦的材质文档

附2：类比电桥压缩文件

四、 辅助设计的一般方法和步骤

1、开环联合仿真

首先需要搭建在变压器所在拓扑的电路，在最不利设计工况下进行开环仿真。

为保证仿真成功，一般先省略次要电路结构，比如控制、保护环路以及输入输出滤波环节，尽量保持简洁的主电路结构。

器件可以使用参数模型（_sl后缀)甚至理想模型。

变压器、电感一般先采用线性模型。

此阶段仿真主要调整并获得变压器初、次级最合适电感量，或者电感量允许范围。需要反复调整，逐渐加上滤波和物理器件模型，最后获得如下参数：

变压器初级最佳电感量 lp

变压器次级电感量及大致的匝比

变压器初级绕组上的电流波形，主要是峰值电流 Im

电路中其他电感的 lp、Im 值。

2、变压器仿真

将上述仿真获得的（参照）变压器复制到4楼所述的类比仿真电桥中的一测，另一侧用一个对应的非线性（目标）变压器。

注意：所有变压器各绕组都要接地，一次仿真只能针对一个对应的绕组，且绕组电阻 rx 不能为0。

对称调整电路电流，使参照变压器初级上的峰值电流 = Im，这里波形和频率不重要，可以直接用工频正弦。

对目标变压器设置和调整不同的参数，包括：磁芯型号参数、匝数、气隙开度，一般用“3C8”材质。

调整目标是使电桥平衡，即类比电桥两边获得同样幅度的不失真波形。

调整中有个优化参数的问题，由于 Im 是确定的，在这个偏置电流下，首先是要找到一款最小的磁芯，适当的匝数和气隙开度，能够使其达到参照电感量。换句话说，如果选用再小一号的磁芯则不能达到此目的（要饱和）。

其中，匝数和气隙开度有微妙之关系，一般方法应该首先求得（调试得）该磁芯在 Im 条件下可能获得的最大电感量的气隙开度，保持该气隙开度不变，再减少匝数直到需要的参照的电感量。这样的好处是：可以获得最大的抗饱和安全余量、最少的匝数（最小的绕组电阻和窗口占用）。

其中：抗饱和安全系数= 临界饱和电流/ Im 。

3、再度联合仿真

把类比得到的非线性（目标）变压器代替第一步骤联合仿真电路中的线性变压器，再行仿真。其中，由于匝数已经求得，可通过简单计算可求得绕组电阻，应修改模型中这个参数。

现在的仿真更接近真实的仿真，可以进一步观察变压器在电路中的表现，或许进一步调整优化之。

采用同样的手段，其他电感也应该逐个非线性化，饱和电感、等效漏感等也应纳入联合仿真。

其中：

变压器损耗 = 变压器输入功率 - 变压器输出功率

电感损耗功率 = （电感端电压波形 x 电感电流波形）平均值

电感、变压器绕组铜损 = （（电感、变压器绕组端电压波形）有效值 / 绕组欧姆电阻 rx）平均值

磁损 = 总损耗 - 铜损，或者，磁损 = 绕组电阻为0的变压器损耗。

我先抛砖引玉一下，正激有如下4种复位方式：

采用辅助绕组复位电路

采用RCD箝位复位电路

采用有源箝位复位电路

LCD复位即无损吸收电路

其中方案1要求辅助绕组与初级绕组必须紧耦合，实际上因漏感的存在电路中仍需外加有损吸收网络，以释放其储能；方案2是一种有损复位箝位方式，因其损耗的大小正比于电路的开关频率，（和方案1中外加有损吸收网络一样）这不仅降低了电源本身的效率，也限制了电源设计频率的提高；方案3中需要附加一复位开关管与相关控制电路，增加了电路复杂性的同时，也带来了附加电路损耗与总成本的上升。

本文介绍一种新型无损箝位电路，无须额外附加辅助开关管，电路简单，可有效降低功率管的电压应力，箝位效果优异，且有利于电源工作效率的提高。

如图所示

先把原理介绍一下：

在一个开关周期中，电路工作状况如下。

1、模式0[t0，t1]在t0 时刻之前，开关管 S上的电压为输入电压 Vin，箝位电容电压为 VCc。在 t0 时刻S开通，其结电容上的能量全部消耗在内部。

S 开通后，变压器原边电压为输入电压 Vin，其励磁电流 im 从Im(－)开始线性上升。变压器原边流过的电流为折算到原边的负载电流和励磁电流之和。同时，箝位二极管 D12开通，箝位电感 Lc 上的电流 iLc 线性增大。此模式期间，负载电流 Io流经整流管 D21。

2、模式 2[t1，t2]t1时刻，S 关断，折算到原边的负载电流 Io/n、励磁电流 im 和箝位电感电流 iLc 之和给开关管结电容 Cs充电，vcs 电压上升。变压器原边电压依然为正，因此励磁电流依然增大，整流管 D21继续导通。t2 时刻，Cs的电压上升到 Vin，模式 2 结束。由于结电容 Cs 的作用，S为零电压关断。

3、模式3[t2，t3]从t2 时刻开始，变压器原边电压开始反向，因此励磁电流减小，整流管 D21 关断，负载电流通过 D22续流。开关管结电容 Cs的充电电流为励磁电流和箝位电感电流之和，不再包括负载电流。t3 时刻，vcs上升到 Vin＋VCc，模式3结束。

4、模式 4[t3，t4]t3时刻，Cs 的电压上升到 Vin＋VCc，二极管 D11 开始导通。变压器原边励磁电感和电容(Cs＋Cc)谐振，励磁电流减小。箝位电容两端电压被箝位在输入电压Vin，电流 iLc 线性减小。t4 时刻，箝位电感电流较小为零，二极管 D12自然关断，模式 4结束。

5、模式5[t4，t5]此工作模式中，变压器原边励磁电感和电容（Cs＋Cc）继续谐振，直到 t5时刻励磁电流减小为零，二极管 D11 自然关断，模式 5 结束。

6、模式6[t5，t6]t5时刻，励磁电流为零，但因变压器原边励磁电感承受负压VCc，励磁电感 Lm 和开关管 S 的结电容 Cs 开始谐振，结电容 Cs 开始放电，励磁电流开始反向增大，直至 t6时刻 Cs 两端电压减小为 Vin，励磁电流达到负向最大值，模式 6 结束。

7、模式7[t6，t7]t6时刻，整流二极管 D21导通，励磁电流折算到副边使 D21，D22 同时提供负载电流， 流过D21 的电流为nIm(－)， 流过 D22 的电流为 Io－nIm(－)。在 t7

时刻，开通开关管 S，开始下一个开关周期。

五、设计举例一：反激变压器

1、开环联合仿真

以100W24V全电压反激变换器为例，最简洁的开环仿真电路如图（仿真压缩文件FB1附后）：

注：这里采用无损吸收方式，以便更仔细的观察吸收的细节和效果。

主要设计参数为：

输入电压85~265VAC，对应最低100VDC，最高375VDC

输出电压24V

输出功率100W，考虑过载20%，即120W，对应负载阻抗4.8欧姆

PWM频率50KHz

先采用一个2绕组线性变压器仿真。 先初步拟订的变压器参数如下：

其中暂定的偶合系数 k=0.985，可表达约3%的典型漏感。

先用极端高压（375VDC）仿这个电路：

占空设在0.2左右。调整变压器次级电感 ls，使输出达到24V。

观察Q1的电压波形，电压应力明显分为两部分，一部分是匝比引起的反射电压，最前端还有个漏感引起的尖峰电压。D3的电压波形亦如此。

增加 ls 值可以降低Q1的反射电压，同时增加D3的反射电压。调整 ls 使Q1的反射电压低于一个可以接受的值，D3选择范围较宽，可暂不仔细追究。

增加吸收（即C1容量）可以降低漏感尖峰电压，同时调整L1电感量使C1电压刚好可以放电到0V，最终使尖峰电压低于一个可以接受的值。

不同 lp 的值对应一个恰当的 ls 值，可以获得一个最大的占空比，足够的占空比才能保证高压轻载的调节性能。

以上调整应始终使输出保持在24V条件下进行。

在C1=15nF，L1=470uH条件下，可以得到如下一组数据：

占空比

0.24

0.22

0.2

0.18

lp(uH)

535

460

390

325

ls(uH)

24

26

26

30

尖峰电压

572

564

556

511

反射电压

491

478

467

456

我们暂时按照占空比=0.22这一组数据进行下面的设计。

再用极端低压（100VDC）仿这个电路

增加占空比，直到输出达到24V，此时占空比 0.521

观察原边绕组电流波形，可以看出还有相当程度的电流连续（模式）。

平均电流1.72A，峰值电流 Im=4.17A

附：联合仿真电路

五、设计举例一：反激变压器（续）

2、变压器仿真

将上述线性变压器B1复制到类比仿真电桥的左边，同时在右边放一个非线形变压器B2，初步拟订磁芯为EE2825，接线和初步设置的参数如图：

调整电源电压（41.8V），使B1初级回路的峰值电流刚好达到 lm=4.17A

检测此时B1的pp脚电压。调整B2初级匝数使两边 pp 脚电压达到同样的值（即感抗相等电桥平衡），得到初级76匝。波形不失真，说明该型号磁芯够大。

加大电压（也就是电流），直到右边波形失真，说明变压器B2进入饱和。

临界失真的电压大致为68V，与标准电流电压41.8V之比为163%，这就是抗饱和安全系数。

如果对上述结果满意，把两边接线改到 sp 脚

调整B2次级匝数使两边sp 脚电压达到同样的值，得到次级18匝。

调整气隙，会得到不同绕组参数和安全系数。

评估：

对于有峰值电流控制的电路来说，安全富裕很多，如果窗口允许的话，可以进一步减小磁芯。

对于没有峰值电流控制的电路来说，由于闭环反馈响应的设计差异，有可能在高压轻栽突然加载时，由于过补偿引起超过 Im 的峰值电流，适当富裕的安全系数是必要的。

如果觉得安全系数还不够，如果窗口允许的话，可以进一步优化气隙获得更大的安全系数，或者选用更大的磁芯。

漏感

可以放一个线性电感到类比电桥上，验证一下上阶段仿真的漏感：

所有绕组电阻设置为最小，比如1p，变压器副边短路，调整电感量，使电桥平衡，得到14uH，这就是漏感，与预计的3%差不多。

实际漏感与绕制工艺、绕组（短路）电阻值、气隙、测试方法都有关系，不能精确描述和仿真，这里用偶合系数或者附加等效电感模拟，需要有点经验成分，仿多了就有数了，我这里是瞎蒙的。

其他感性元件

电路中L1的电感量470uH，电流平均值0.36A，有效值0.54A，可直接选用0.3mm左右线径绕制的任何470uH的商品功率电感或者工字直插电感。也可以用附件《磁环电感精确计算电子表格》 计算一个磁环电感：

Saber中的非线性电感（变压器）是中间开气隙的EE磁芯模型，没有其他结构的开磁路电感模型，也缺少铁粉芯材质模型，因此此电感不能用非线性电感仿真，磁损就仿不出来了。

附：磁环电感精确计算电子表格

五、设计举例一：反激变压器（续二）

3、再次联合仿真

将变压器仿真获得的非线性变压器数据完善，添加绕组电阻值真实参数（rp=200mΩ、rs=25mΩ），置于主电路中。

在变压器两绕组边分别各放置1.5%的线性电感（r=0）去等效3%的漏感。

其他元件也尽量采用真实模型。

用极端高压仿，给占空0.22。调整原边匝数 np 使输出最接近24V，再观测副边匝数 ns 对输出的影响。

这些影响主要是匝数对调节性能（占空）、反压和输出的影响，要仔细调整 np、ns，直到任何1匝的改变都是不能接受的。必要时调整C1、L1与之配合。

最后得到：np=76， ns=17，D=0.222，Q1漏感尖峰电压<585V，C1=15nF，L1=510uH 这组最佳数据。

检测D3反压波形，漏感尖峰比较大，但没有超压，稍微吸收一下即可。增加R1、C3吸收。

C3大小决定吸收功率，采用330p，调整R1值，120Ω 时效果最好（反压最低），最大吸收功率<1/8W（使用1/2W电阻即可）。

最后的仿真电路如图（压缩文件FB2附后）：

再用极端低压仿，调整占空使输出达到额定值，此时的占空即调节范围的上限。

观察各部波形，如无意外，可以仿一个较长时间，取后面波形稳定后的时段（比如仿20ms的后8ms）做全面的数据收集分析。

仿真可获得如下设计参数：

变压器：

磁芯参数：型号EE2825，材质PC40，气隙2mm。

绕组参数：原边76匝，线径0.7mm，副边17匝，线径1.0mm

检测参数：原边电感460uH，电阻200mΩ，副边电感24.6uH，电阻25mΩ，漏感3%

运行参数：（极端低压120%超载）

原边：最大电流平均值1.68A，有效值2.27A（对应铜损2.27^2*0.2=1.03W），峰值4.0A，饱和电流6.8A，抗饱和安全系数170%，输入功率129.78W（电流波形*电压波形之平均值）

副边：最大电流平均值5.0A，有效值7.89A（对应铜损7.89^2*0.025=1.56W），输出功率125.95W

变压器最大损耗=输入功率-输出功率=3.83W，其中铜损2.6W，磁损1.23W

Q1：

工作波形

电流应力（极端低压120%超载）：

电流连续，最大电流平均值1.74A，峰值4.08A，损耗2.92W，开关损耗极低，导通损耗为主。

电压应力（极端高压120%超载）：

电流不连续。最高反压587V，硬关断，平均损耗1.62W，峰值损耗功率1550W。

L1

L1最大电流平均值0.4A，有效值0.55A，峰值1.1A，电感量510uH，据此设计电感如下：

得到电阻775mΩ，铜损0.23W。

其他元件

D1：最大电流平均值0.341A，峰值4.28A，损耗0.877W，电压应力599V，建议型号BYV26C（需强化散热）

D2：最大电流平均值0.40A，峰值1.1A，损耗0.352W，电压应力637V，建议型号1N4007

D3：最大电流平均值5.0A，峰值18.33A，损耗5.31W，电压应力126V，建议型号MBR10200

R1：最大电压有效值3.55V，损耗0.105W，建议型号120Ω1/2W

效率及损耗

总损耗和分类统计的损耗一般是不完全相等的，些许误差是由于仿真波形不稳定之故。

纹波：

最大纹波发生在极端低压120%超载时，幅值26mVpp，改用1000uF滤波电容，幅值上升为57mVpp。

标准工况（300V100W）纹波幅值<20mVpp，波形如图：

附：最后仿真电路

五、设计举例一：反激变压器（验证）

有人对设计采用的极端低压（100V）不放心，这个可以简单验证一下。验证电路如下（压缩文件附后）：

点击查看大图

电路中使用了一个恒功率负载Rp，代替前面的Buck电路，取值采用其极端低压的输入功率133W。

用设计极端低压85VAC经硅桥、LC滤波供电，可得到如下验证参数：

滤波电容C0=100uF时，输出电压不连续，需采用220uF规格，电压连续，以其寿命极限时容量下降到180uF为基准仿真，得到极端低压64V。

将此极端电压代入FB2电路仿真，得到占空=0.655，B1原边峰值电流 Im=4.57A。仍然小于饱和电流6.8A，抗饱和安全系数>148%。

同时可以得到增加的整流滤波电路的效率及损耗（3.8W），继而求的总效率及总损耗。

附件

建模确实是仿真的关键和前提，我对此并未深入了解，只能提一点看法。

很多开始学仿真的人，总以为仿真什么都能够完成，一次性就想仿完整的电路，任何细节都不放过，往往无功而返，于是迁怒于软件不好用。

一个典型例子，很多IC的数据手册给出了仿真模型，有的甚至同时给出了内部电路图，什么意思呢？意思是模型是对具体电路的概化，这就是建模的基本思想。

具体电路不是不能仿，但是模型更加容易仿，更加容易理解，更加能够反映电路的本质和关键，更加简洁和高效。

在主电路层面，本贴的例子首先就要求简化电路，一个简单的反激，也分成了FB2、FB3两个电路来仿，在FB2中，用一个Vin来概化FB3，在FB3中用一个Rp来概化FB2。甚至用一个工频正弦电桥来概化变压器在高频开关工况下的（抗）饱和特性。为什么要这样干？有什么好处？仿了就知道了。我想，这就是建模的基本思想和方法，也是应该掌握的技巧。

在控制环路层面的小信号建模，是我的弱项，也很想进一步了解和学习，希望有高手为大家开展这方面的普及工作。

开关电源中变压器的Saber仿真辅助设计二：滤波

HolyFaith

输出PI型滤波器的讨论

图中的PI型滤波器，在电源输出端很常见。这三个数值该怎么选择？

nc965

从滤波效果上看：

在阻性负载时，C1=C2效果最好；

感性负载时，需C2>C1；

容性负载则相反，当输出是电源（电池）时，C2可减小到0。

HolyFaith

谢谢老师的指点！

还烦请老师给指点一下。。。。就是在分析误差放大器输出到系统输出这一段的增益曲线时，这个PI型滤波器怎么考虑？谢谢老师。

nc965

不知道你这样仔细的讨论这个问题的目的是什么，如果是理论研究，我不在行，你看其他人的发言。

如果是指导工程设计，那就很简单了，我上面的说法基本上已经回答了你。

HolyFaith

我现在是学生，还是从理论角度来考虑这个问题的，当然最终得目的是为了指导实践。我现在就是在自己做的电源上调试着这个补偿的设计，遇到了问题，所以从理论上计算到底应该怎么选，没想到计算的结果还没有试出来的好。

突然想起来一个问题，要是这样的话，在设计时怎么确定这个C2的大小呢？之前谁也不知道负载是什么啊？

nc965

如果一个电源工程师不知道自己的负载是什么，就别搞设计。

HolyFaith

我现在还不是电源工程师，还仅仅只是做实验。不过您说的对，真正到实际的时候应该首先知道的，这个是我犯糊涂了，考虑欠周到，所以被拍砖了

cmg

不要小看这个小小的LC滤波，其实分析起来很复杂，考虑到输入前的电感（正激为滤波电感，反激为次级电感的占空比等效），实际上是个两级LC滤波电路。

不过从工程的观点来看，第一个滤波电容按正常的算法选取，一个是纹波电压考虑，一个是ESR考虑，最后的结果基本都是由ESR确定。L1/C2的主要作用是抑制开关频率的纹波，选取按如下原则，其转折频率为开关频率的1/4-1/10左右。但有一点需要注意，用431做反馈时，431的供电要在L1的前面取，这样系统才稳定，反馈分压可以从后面取，得到最好的稳压精度。如果反馈从后面取，由于L1 C2的相移作用，不容易问题。另外L1的值尽量小一些，如1-4.7uH，如果此值大了，明显输出电流大时损耗大。

nc965

建议做设计的工程师，严格区分拓扑电感和滤波电感。

HolyFaith

我正一直为这个糊涂呢，也找了些资料，还是不怎么清楚。所以这里有个请求，如果老师傅有时间，能不能专门开个贴，讲讲这个的拓扑电感和滤波电感的选用，可以延伸到各种特性磁材的选用，不知老师傅有没有时间呢？

nc965

可以的，请问你目前是为哪个拓扑考虑的输出（或者输入）滤波电感？Buck？

HolyFaith

我一直做反激的，以后会做全桥的。我就是不知道这个滤波电感和反激的变压器的有什么区别。只是有人告诉我后面滤波用黄白换比较好。前一端实验室做了个5KW逆变器，SPWM单相的。载波20K,输出220VAC，50HZ。要我弄那个后级LC滤波器的电感，可愁死我了，算出了电感值，也不知道改怎么选材料，还要怕饱和。

我自己做的是反激的。50W左右，没做过超过100W的。5KW的逆变器是实验室做的，全桥的。

反激和全桥的输出滤波电感都要我做，我不知道怎么选磁芯。

不知道是不是应该和正激的滤波电感设计方法一样？

nc965

正激那个电感是拓扑电感，焉能一样？

一、（输入输出）滤波网络在电路中的地位：

拓扑电感（变压器）是拓扑需要，滤波电感是纹波需要，只有当拓扑电感不足以满足纹波要求时，才使用滤波电感（增加LC滤波网络）。

这意味着：

1、如果拓扑电感满足纹波要求，可以不要滤波电路。

2、当拓扑电感不能满足纹波要求时，才另外单独考虑滤波电路。

3、拓扑电感的主要任务是应对拓扑需要的能量转移，而不是应对纹波的。

4、滤波电路的唯一任务就是滤波，不干别的。

二、滤波网络与拓扑的关系：

所有电压型拓扑总可以这样表达：

其中，输入电容Cin、输出电容Cout都的拓扑允许的，甚至是拓扑必须的。

同时，Cin、Cout 也可以理解为拓扑本身的、自带的滤波电路 。

这里，虚线内的滤波网络现在是一个电容，也就是二端滤波网络，但是它也可以是三端甚至四端网络。

注意：图中没有任何电感，拓扑的电感（或者变压器）在拓扑模块内没有画出来。

三、输出滤波网络

对于大多数电压型拓扑而言，输出端总有一个电容Cout，而且这个电容就是滤波的意思。

一般情况下，我们总可以通过调整 Cout 的大小满足任何需要的纹波要求。

然而在某些情况下，我们无法通过调整 Cout 的大小获得需要的输出纹波，比如：

1、满足需要的纹波时，需要的 Cout 太大，成本和体积不允许。

2、在接近短路运行时（比如电焊机或者点焊机），普通电容的电流指标不能满足要求。

3、某些应用不允许太大的 Cout 存在，比如逆变系统，太大的 Cout 将导致控制的困难。

4、出于可靠性的考虑，在输出端不使用电解电容。

5、高精度电源，由于电容ESR的存在，始终达不到要求的输出纹波指标。

怎么办呢？

其实很简单：

1、找出这个我们能够接受的电容

2、把这个电容一分为二

3、中间放一个适当的电感

4、调整这个电感直到满足输出纹波的要求。OK？

几点说明：

1、一般电源都是输出有功功率，即阻性负载，这时我们直接取 Co1 = Co2 滤波效果最好。

2、即使负载有部分感性成分，因为一般 Co2 都比较大，其容抗足以应付较大的感性负载冲击，一般不必考虑加大 Co2 。

3、容性负载（比如电解电源和充电电源）时，可考虑减小 Co2（即突出 Co1），大幅度减小也没有关系。

4、电焊电源可以（应该）取消 Co2。

5、谐振负载（比如超声波电源、感应加热电源）慎用此法。

6、滤波就是滤波，别和拓扑里面的电感搅在一起，只有这样才能达到最好的效果。

7、除特殊情况外，不建议使用两极或多级 LC 滤波，在总电容量和总用铜用磁量相当的情况下，单级滤波纹波效果最好，也不会产生驻波干扰。

四、设计举例一、（典型）输出滤波

将就上一贴的 50KHz、100W（120W）反激电源为例，当前纹波指标为 30mV。

现在要求达到 2mV 的纹波精度（坛内内什么地方在说这个事）。

方法一：加大输出滤波电容：

将现用滤波电容 C2 的 2200uF 增加 15 倍，即 33mF，输出纹波则对应降低 15 倍（没考虑ESR），即等于 2mV。

如果觉得 33mF25V 的海量电解不好找，或者不合算，那么：

方法二：增加一级 LC 滤波：

当 Co1 = Co2 = 470uF 时，配合一个 5A 1.3uH 的电感，输出（与PWM同频的）纹波即可下降到 1.6mV 以下。或者：

当 Co1 = Co2 = 330uF 时，配合一个 5A 2.2uH 的电感，输出纹波即可下降到 2.0 mV 左右。

可见，即使增加一点点 LC 滤波。对输出纹波、成本、体积的改善都是非常显著的。

再来看这个滤波电感的工况：

电流的直流成分 5.0A，交流成分 0.1A 左右，大约只占 2%。

也就是说，这个电感基本上就是个直流偏电感，交流成分甚微。这意味着可以不必使用高级材料，也不考虑集肤效应，用普通铁粉芯磁环单股绕制即可。

下面是这个电感的设计参数：

小结：

在输出端增加 LC 滤波网络是很简单的事情，只要将滤波电容一分为二、（随便）插入一个电感就能使（不插入电感等效于原电路）滤波效果显著提升，而且效果总是比单电容滤波效果好。因此：

1、工程师应该随时想到：“我那个滤波电容是不是应该分成二个，中间插个小工字？” 而且不用算，肯定比单电容好。

2、此法在同等情况下提高滤波效果，或者在同等滤波效果下降低成本、缩小体积，甚至缩小PCB面积。

3、既然不增加成本（甚至降低成本）就能够实现，因此在拓扑里面（的电感上或者控制模式上）去打主意减少纹波就是一件既费力又不讨好的事情，什么“某某拓扑、某某模式纹波大”的问题也不再应是问题。

五、设计举例二、逆变输出滤波

逆变电源输出滤波的特殊性在于：逆变电源总希望一个最小的Cout。如果Cout 太大，在轻载或者空载状态很难保证输出波形的正确。

因此，逆变器的输出滤波问题归结为：如何用一个最小的Cout 获得最好的滤波效果。

现在就按照 HolyFaith 提出的5KW单相逆变器（载波20K、输出220VAC、50Hz）为例，设计这个滤波。

为简化问题就不去做SPWM驱动了，大致拟订一个全桥逆变的运行参数，仿真电路如下：

输入电压400VDC。输出220VDC5KW，负载电阻Rz=9.68Ω，给出正确的驱动逻辑（正半周关闭Q2、Q3），调整占空直到输出峰值电压311V。可得到输出纹波参数。

电路中有2个电感，l1是拓扑储能电感，l2是滤波电感，两电感虽然工况不同，但是都工作在大直流偏置状态，偏置电流基本相当。因此，可以先采用相等的电感量进行仿真，这样2个电感的磁、铜量大致相当。

C1、C2是滤波电容，其大小影响调节性能，不能太大，暂时拟订一个值、且相等。

不同的LC对应不同的滤波效果，以纹波指标Vpp<1V（大致与10位AD匹配）为例，可得到l1=l2=400uH、C1=C2=3.3uF 这一组配合。

输出总电容=6.6uF，输出纹波0.85V，l1峰值电流37A，l2峰值电流32A：

电感设计：

l1在可能的情况下尽量采用铁硅铝，因为不容易饱和，成本也不高。经过仿真和计算配合运算，得到如下中间设计成果：l1可以用导磁率为26、型号为77191的铁硅铝环2~6只制作，有关参数如图。

l2可以考虑与l1同样尺寸的铁粉芯磁环制作。即外径57.2mm、型号T225-52的蓝绿环2~6只。这里，“同样尺寸”不是设计优化需要，而是一种心理的、感官的合理性，或许暗藏成本、效率的合理性，如果滤波电感比主电感还大，感觉就喧宾夺主了。

电容的设计：

电感设计是以逆变输出的峰值电压为设计工况，因为这个工况产生最大的电流峰值，决定了电感的极限特征。

然而，由于逆变输出峰值电压时占空比最大，不一定是纹波最大，因此，电容的设计应该以纹波最大的工况为设计依据。

以三只磁环叠绕的电感为例，仿真找出输出纹波最大值大约发生在占空比=0.8时。

不同的磁性材料、电路和电感参数，最大纹波发生的占空是不同的。更重要的是，不同的电感需要不同的电容配合才能达到需要的纹波。

下面是满足1V 纹波指标上述4种电感需要的电容配合：

附：仿真文件

六、输入滤波网络

输入端的情况与输出端有所不同。

如果输入是电流源，Cin 的存在是电压型拓扑必须的，Cin 可理解为单纯的二端电压滤波网络，更复杂的三端或者四端滤波也可以就此展开。

而一般情况下，输入是电压源（而且不是理想的电压源，有内阻）。这就引发了以下问题：

1、电压源与电压型拓扑是相适应的，Cin 似乎是多余的，依靠Cin 针对纹波电压的滤波的必要性就成了问题。

2、电压源与 Cin 是冲突的，因为 Cin 也可以看成是电压源，而两个电压源的并联是不允许的。就是说，Cin 不能太大。

3、对于AC/DC变换，我们必须用很大的 Cin 才能获得稳定的母线电压，这时就要软启动。

因此，针对电压型拓扑输入端的滤波更多的是对于纹波电流（而不是电压）的滤波，而且与电压源直接并联的 Cin 的大小受到了限制。

然而，输入端滤波的任务却是很繁重的，输入滤波的重要性不仅体现在它必须给电源变换器提供一个稳定的母线电压，而且（或者是更重要的）它必须尽可能地减少电源变换器对一次电源的（纹波电流的）冲击和干扰。

这种干扰随着拓扑的不同明显区分为共模干扰和差模干扰，一般情况是：

不隔离电路以差模干扰为主，共模干扰较少或者没有，没有的办法也很简单，全部接地（包括外壳和散热器）。

隔离电路除了同样程度的差模干扰外，还有可观的共模干扰存在，必须共模滤波。

关于差模干扰和共模干扰的研究文献很多，这里不多说，主要强调一下基本的应对思路：

1、可以不采取（或者少采取）差模滤波的情况是：1）上级电源输出是个滤波电容（或者电池）；2）自身电源有一个大的输入滤波电容（比如直接整流的AC/DC变换的直流母线滤波电容）

2、除以上情况之外，均应采取差模滤波措施。

3、共模滤波必须在尽可能采取其他减少共模干扰的措施基础上实施。不要只靠共模滤波来解决问题。

4、由于共模滤波和差模滤波的工况完全不一样，应严格区分、分别处理，反对混为一谈的处理方式。

5、一般的方式是：共模滤波在前、差模滤波在后。即：

开关电源中变压器的Saber仿真辅助设计三：全桥

以12V1000W全桥为例

主要设计参数：

输入电压为前级PFC输出的直流母线，最低波谷电压为350VDC

输出电压12VDC，输出功率1000W

PWM频率 F=100KHz，即PWM周期10us。

最大占空4.5us，即最小死区500ns。

仿真电路如图：

其中：变压器先采用3绕组线性模型，初步设置的参数如下：

仿真电路附后：

第一步：调整变压器及电路初步参数

将变压器耦合系数 k12=k13=k23=1（紧耦合，无漏感）。

仿真调整副边电感 l2、l3，使输出为12V，得到 l2=l3=1.6uH。

观察变压器原边电流：

电流连续，且有相当富裕，说明原边电感可以减少。

观察输出储能电感L1电流波形，纹波很小，说明L1还可以减小。

保持输出12V，调整变压器电感，直到原边电感接近临界模式，

调整L1电感，直到电流纹波系数大致为30%。

最后得到变压器 l1=400uH、 l2=l3=640nH，L1=180nH。

校验一下各部电压应力，没有超压，最后校验一下死区：

远无直通可能，电流也是连续的。

本阶段调试OK

第二步：调整吸收参数

将变压器耦合系数设定为 k=0.995，对应1%典型漏感。

调整副边吸收RC，直到满足二极管反压要求。

得到：C=15nF、R=2.2Ω 最佳，二极管反压<32.3V，吸收功率3.54W。

改变变压器耦合系数：

即：只要漏感 <2%，二极管反压即可 <35V。

检测原边开关管电压没有尖峰。

采集变压器副边电流、原边电流、电感L1电流波形参数：

即：副边峰值电流 Ism=97A，平均电流 Isa=41.8A

原边峰值电流 Ipm=5.84A，有效电流 Ipr=3.56A

储能电感峰值电流 I1m=97A，平均电流 I1a=83.6A

第三步：变压器仿真

将上阶段仿真的线性变压器B1复制到电桥电路中。

再放一个三绕组非线性变压器B2到电桥的另一臂，大致估计一个磁芯型号，比如EE42，设置好B2的磁芯参数。

所有绕组电阻设为最小（1p)，每个绕组保持一端接地。如图：

采用一个与电路PWM同频率（这里是100KHz)的正弦电压源驱动这个电桥。

先仿副边绕组，调整激励源电压（105V）或者分流电阻（1Ω），使B1的副边电流达到峰值电流 Ism=97A。

调整B2副边绕组匝数，使电桥平衡。

这里，即使B2副边绕组只有1匝，电桥仍然不能平衡，可以选择的是采用半匝结构、或者增加气隙。

调整气隙到0.5mm，电桥平衡。且B2波形无畸变，说明磁芯够大。

增加激励电流，直到波形畸变。临界值170A，抗饱和安全系数=170/97=175%。

安全系数很大，说明磁芯偏大，可考虑减少一号磁芯。

改用EE42/21/15磁芯，重复上述仿真，得到：

副边绕组匝数 n2=n3=1，允许最大气隙 0.345mm，抗饱和安全系数 130%。

评估：

匝数，匝数不是连续分布，只能是1、2。。等自然数，特定情况半匝是可能的。设计中一般总希望用最少的匝数达成拓扑需要，以便获得最少的铜损。经仿真，半匝不能满足要求，最少是1匝。

气隙，气隙是客观存在的，即使磨成镜面的磁芯，仍然有um数量级的气隙存在，这里的345um是最大允许值，适当的气隙冗余量（这里是0~0.345mm)可保证规模生产时的安装容差。气隙超出最大允许值意味着拓扑将退出电流连续模式。

抗饱和安全系数，常规设计方法不能明确得出这个参数，因此这个参数究竟多大合适我说了不算，需要工程进一步验证。如果这个参数可以用完，那我们还可以再减少一号磁芯。原边：

全桥变换电压传输是比例关系，根据 “感量比等于匝比的平方” 的关系，对应400uH:640nH的感量比，可以算出匝比为25：1。即：原边25匝。

原边仿真的任务是确定在不同气隙状态下变压器的绕组电感量。

将电桥改接到原边

设置低频（50Hz)小电流(1V1KΩ）激励，使电桥阻抗远大于感抗。

保持气隙345um，调整B2原边匝数，使电桥平衡。得到原边匝数25匝，与计算吻合。

将B2气隙设置为0，调整B1原边电感，使电桥平衡，得到变压器原边最大电感Lpm=3.7mH。以及对应副边电感5.5uH。

不同的气隙宽度对应不同的电感量。

其中，漏感是按1%典型值计算的，原边副边各自0.5%。单位为uH。

附件下载

第四步：变压器设计

变压器设计的任务是确定变压器绕组结构。

EE42/21/15磁芯的窗口面积是 278mm2，非常富裕。可增加导流截面以减少铜损。拟定载流密度3A/mm2。

原边电流3.56A，需要截面 A=3.56/3*25=30mm2

副边电流41.8A*2，需要截面差不多，A=41.8/3*2=28mm2

两项合计，窗口利用系数不到21%，很单薄了。出现这种情况一般需要重新选磁芯（比如用两只小磁芯叠绕），另外一种选择是将副边绕组定为2匝（如果有其他理由的话）。

根据以上数据可计算出绕组大致电阻：原边25mΩ，副边0.1mΩ。

储能电感设计：

第五步：联合仿真

将上述非线性变压器B2和电感置于联合仿真电路中。

先按照气隙=345um的数据设置漏感，调整占空，使输出=12V，检查各部波形无误，电流连续，纹波合理，效率92.8%。

再将气隙设置为0，漏感也对应调整。

出现两个问题：

一是副边二极管反压超标，重新调整RC吸收参数，R1改为6.2Ω即达到最佳配合，反压<35V。

二是输出电压偏低，加占空无果（不知何故）。为增加输出电压，将原边匝数减少1匝，即24匝。OK!

然而，实际应用中，气隙宽度既不会等于0，也不应该超过最大允许值，而是有一个比较适中的分布，这个值主要与工艺有关，是个统计数值。

假设这个宽度为0.1mm，仿这个情况。

晕！副边二极管反压又超标，需要调整吸收参数。

由于气隙宽度（实际上是漏感相对值）显著影响二极管反压，为给安装工艺误差引起的反压变化留够余量，加大C2到22nF，并在此基础上求得最佳配合为R=3.3Ω，二极管反压<32.7V。

最后电路如图：

各部波形：

2024年3月9日发(作者：貊玲珑)

开关电源中变压器的Saber仿真辅助设计一：反激

一、 Saber在变压器辅助设计中的优势：

1、由于Saber相当适合仿真电源，因此对电源中的变压器营造的工作环境相当真实，变压器不是孤立地被防真，而是与整个电源主电路的联合运行防真。主要功率级指标是相当接近真实的，细节也可以被充分体现。

2、Saber的磁性材料是建立在物理模型基础之上的，能够比较真实的反映材料在复杂电气环境中的表现，从而可以使我们得到诸如气隙的精确开度、抗饱和安全余量、磁损这样一些用平常手段很难获得的宝贵设计参数。

3、作为一种高性能通用仿真软件，Saber并不只是针对个别电路才奏效，实际上，电力电子领域所有电路拓扑中的变压器、电感元件，我们都可以把他们置于真实电路的仿真环境中来求解。从而放弃大部分繁杂的计算工作量，极大地加快设计进程，并获得比手工计算更加合理的设计参数。

4、由于变压器是置于真实电路的仿真环境中求解的，所有与变压器有关的电路和器件均能够被联合仿真，对变压器的仿真实际上成了对主电路的仿真，从而不仅能够获得变压器的设计参数，还同时获得整个电路的运行参数以及主要器件的最佳设计参数。

附件下载磁芯手册.XLS

二、 Saber 中的变压器

我们用得上的 Saber 中的变压器是这些：（实际上是我只会用这些 ）

分别是：

xfrl 线性变压器模型，2~6绕组

xfrnl 非线性变压器模型，2~6绕组

单绕组的就是电感模型： 也分线性和非线性2种

线性变压器参数设置（以2绕组为例）：

其中：

lp 初级电感量

ls 次级电感量

np、ns 初级、次级匝数，只是显示用，不是真参数，可以不设置

rp、rs 初级、次级绕组直流电阻值，默认为0，实际应该是该绕组导线的实测或者计算电阻值，在没有得到准确数据前，建议至少设置一个非0值，比如1p（1微微欧姆）

k 偶合（互感）系数，建议开始设置为1，需要考虑漏感影响时再设置为低于1的值。需要注意的是，k 为 0。99 时，漏感并不等于 lp 或者 ls 的 1/100。漏感究竟是多少，后述。

其他设置项我没有用过，不懂的可以保持默认值。

非线性变压器参数设置（以2绕组为例）：

其中：

np、ns 初级、次级匝数

rp、rs 初级、次级绕组直流电阻值

area 磁芯截面积，即 Ae，单位平方米，84.8u 即 84.8 微平方米，也就是 84.8 平方毫米。

len_fe 磁路长度，单位米，这里的 69.7m 是EE3528磁芯的数据

len_air 气隙长度，单位米，这里的 1.8m 是最后获得的设计参数之一。

matl 磁芯材质，下一讲了

其他参数我也不会用，特别是没有找到表达漏感的设置。

有了Saber 中这两类变压器模型，基本上足以应付针对变压器的仿真了。他们的特点是，xfrl 模型速度快，不会饱和，而且有漏感表达，xfrnl 模型真实，最后得出设计数据主要靠

它了。

应用这两个模型有几个小技巧需要掌握：

1、已知 lp、ls 求匝比，或者已知 lp、匝比求 ls

2、已知线径、股数、匝数、温度，计算绕组电阻值

3、已知磁芯型号，查磁芯手册获得 area、len_fe 参数

三、 Saber中的磁性材料

总共在Saber(2007)中找到9种材质的磁心，参数如下：

Saber的磁心采用的是飞利浦的材质系列，但是不知道什么原因除了表中黄色部分的4种材质外，查不到其他材质的文档。因此采用了类比法用仿真求出了其他材质的主要参数。类比法用的仿真电路实际上是个电桥，如图：

电路左右对称分流，左边是一线性（理想）电感做参照，右边是需要检测的非线性电感或者变压器。

当信号源很小时，比如1mV，特定已知的材质（比如“3D3”）磁芯电感通过较大阻值的电阻分压后可得到一基准端电压，不同材质可得到一系列相对端电压，并与其初始导磁率成比例关系，从而获得表中系列材质的测试初始导磁率数据。

当信号源较大时， 加大电流到适当的程度，被测试电感会出现临界饱和迹象（如图中右窗口波形刚开始变形），类比可得到各系列材质的测试B值。

这个类比电桥也是以后要用到的线性变压器和非线性变压器的参数转换电路，附后，需要的可以下载。

遗憾的是，可选择的材质实在太少，尽管Saber有专门针对磁性材料的建模工具，但是工程上常用的TDK系列，美芯、美磁等标准磁心都没有开发对应的Saber磁芯材质模型，这个重要的工作有待有心人或者厂家跟进（我觉得起码厂家应该花钱完善自己的磁材模型）。

所幸的是，我们做开关电源中的变压器使用得最多的锰锌铁氧体功率磁芯PC40材质，可以用“3C8”材质完全代替，很多实例反复证明，用“3C8”代替PC40材质仿真变压器或者PFC电感是非常准确的，仿真获得的各种参数误差已经小于PC40材料本身参数的离散性（几个百分点）。

附1：几个已知的飞利浦的材质文档

附2：类比电桥压缩文件

四、 辅助设计的一般方法和步骤

1、开环联合仿真

首先需要搭建在变压器所在拓扑的电路，在最不利设计工况下进行开环仿真。

为保证仿真成功，一般先省略次要电路结构，比如控制、保护环路以及输入输出滤波环节，尽量保持简洁的主电路结构。

器件可以使用参数模型（_sl后缀)甚至理想模型。

变压器、电感一般先采用线性模型。

此阶段仿真主要调整并获得变压器初、次级最合适电感量，或者电感量允许范围。需要反复调整，逐渐加上滤波和物理器件模型，最后获得如下参数：

变压器初级最佳电感量 lp

变压器次级电感量及大致的匝比

变压器初级绕组上的电流波形，主要是峰值电流 Im

电路中其他电感的 lp、Im 值。

2、变压器仿真

将上述仿真获得的（参照）变压器复制到4楼所述的类比仿真电桥中的一测，另一侧用一个对应的非线性（目标）变压器。

注意：所有变压器各绕组都要接地，一次仿真只能针对一个对应的绕组，且绕组电阻 rx 不能为0。

对称调整电路电流，使参照变压器初级上的峰值电流 = Im，这里波形和频率不重要，可以直接用工频正弦。

对目标变压器设置和调整不同的参数，包括：磁芯型号参数、匝数、气隙开度，一般用“3C8”材质。

调整目标是使电桥平衡，即类比电桥两边获得同样幅度的不失真波形。

调整中有个优化参数的问题，由于 Im 是确定的，在这个偏置电流下，首先是要找到一款最小的磁芯，适当的匝数和气隙开度，能够使其达到参照电感量。换句话说，如果选用再小一号的磁芯则不能达到此目的（要饱和）。

其中，匝数和气隙开度有微妙之关系，一般方法应该首先求得（调试得）该磁芯在 Im 条件下可能获得的最大电感量的气隙开度，保持该气隙开度不变，再减少匝数直到需要的参照的电感量。这样的好处是：可以获得最大的抗饱和安全余量、最少的匝数（最小的绕组电阻和窗口占用）。

其中：抗饱和安全系数= 临界饱和电流/ Im 。

3、再度联合仿真

把类比得到的非线性（目标）变压器代替第一步骤联合仿真电路中的线性变压器，再行仿真。其中，由于匝数已经求得，可通过简单计算可求得绕组电阻，应修改模型中这个参数。

现在的仿真更接近真实的仿真，可以进一步观察变压器在电路中的表现，或许进一步调整优化之。

采用同样的手段，其他电感也应该逐个非线性化，饱和电感、等效漏感等也应纳入联合仿真。

其中：

变压器损耗 = 变压器输入功率 - 变压器输出功率

电感损耗功率 = （电感端电压波形 x 电感电流波形）平均值

电感、变压器绕组铜损 = （（电感、变压器绕组端电压波形）有效值 / 绕组欧姆电阻 rx）平均值

磁损 = 总损耗 - 铜损，或者，磁损 = 绕组电阻为0的变压器损耗。

我先抛砖引玉一下，正激有如下4种复位方式：

采用辅助绕组复位电路

采用RCD箝位复位电路

采用有源箝位复位电路

LCD复位即无损吸收电路

其中方案1要求辅助绕组与初级绕组必须紧耦合，实际上因漏感的存在电路中仍需外加有损吸收网络，以释放其储能；方案2是一种有损复位箝位方式，因其损耗的大小正比于电路的开关频率，（和方案1中外加有损吸收网络一样）这不仅降低了电源本身的效率，也限制了电源设计频率的提高；方案3中需要附加一复位开关管与相关控制电路，增加了电路复杂性的同时，也带来了附加电路损耗与总成本的上升。

本文介绍一种新型无损箝位电路，无须额外附加辅助开关管，电路简单，可有效降低功率管的电压应力，箝位效果优异，且有利于电源工作效率的提高。

如图所示

先把原理介绍一下：

在一个开关周期中，电路工作状况如下。

1、模式0[t0，t1]在t0 时刻之前，开关管 S上的电压为输入电压 Vin，箝位电容电压为 VCc。在 t0 时刻S开通，其结电容上的能量全部消耗在内部。

S 开通后，变压器原边电压为输入电压 Vin，其励磁电流 im 从Im(－)开始线性上升。变压器原边流过的电流为折算到原边的负载电流和励磁电流之和。同时，箝位二极管 D12开通，箝位电感 Lc 上的电流 iLc 线性增大。此模式期间，负载电流 Io流经整流管 D21。

2、模式 2[t1，t2]t1时刻，S 关断，折算到原边的负载电流 Io/n、励磁电流 im 和箝位电感电流 iLc 之和给开关管结电容 Cs充电，vcs 电压上升。变压器原边电压依然为正，因此励磁电流依然增大，整流管 D21继续导通。t2 时刻，Cs的电压上升到 Vin，模式 2 结束。由于结电容 Cs 的作用，S为零电压关断。

3、模式3[t2，t3]从t2 时刻开始，变压器原边电压开始反向，因此励磁电流减小，整流管 D21 关断，负载电流通过 D22续流。开关管结电容 Cs的充电电流为励磁电流和箝位电感电流之和，不再包括负载电流。t3 时刻，vcs上升到 Vin＋VCc，模式3结束。

4、模式 4[t3，t4]t3时刻，Cs 的电压上升到 Vin＋VCc，二极管 D11 开始导通。变压器原边励磁电感和电容(Cs＋Cc)谐振，励磁电流减小。箝位电容两端电压被箝位在输入电压Vin，电流 iLc 线性减小。t4 时刻，箝位电感电流较小为零，二极管 D12自然关断，模式 4结束。

5、模式5[t4，t5]此工作模式中，变压器原边励磁电感和电容（Cs＋Cc）继续谐振，直到 t5时刻励磁电流减小为零，二极管 D11 自然关断，模式 5 结束。

6、模式6[t5，t6]t5时刻，励磁电流为零，但因变压器原边励磁电感承受负压VCc，励磁电感 Lm 和开关管 S 的结电容 Cs 开始谐振，结电容 Cs 开始放电，励磁电流开始反向增大，直至 t6时刻 Cs 两端电压减小为 Vin，励磁电流达到负向最大值，模式 6 结束。

7、模式7[t6，t7]t6时刻，整流二极管 D21导通，励磁电流折算到副边使 D21，D22 同时提供负载电流， 流过D21 的电流为nIm(－)， 流过 D22 的电流为 Io－nIm(－)。在 t7

时刻，开通开关管 S，开始下一个开关周期。

五、设计举例一：反激变压器

1、开环联合仿真

以100W24V全电压反激变换器为例，最简洁的开环仿真电路如图（仿真压缩文件FB1附后）：

注：这里采用无损吸收方式，以便更仔细的观察吸收的细节和效果。

主要设计参数为：

输入电压85~265VAC，对应最低100VDC，最高375VDC

输出电压24V

输出功率100W，考虑过载20%，即120W，对应负载阻抗4.8欧姆

PWM频率50KHz

先采用一个2绕组线性变压器仿真。 先初步拟订的变压器参数如下：

其中暂定的偶合系数 k=0.985，可表达约3%的典型漏感。

先用极端高压（375VDC）仿这个电路：

占空设在0.2左右。调整变压器次级电感 ls，使输出达到24V。

观察Q1的电压波形，电压应力明显分为两部分，一部分是匝比引起的反射电压，最前端还有个漏感引起的尖峰电压。D3的电压波形亦如此。

增加 ls 值可以降低Q1的反射电压，同时增加D3的反射电压。调整 ls 使Q1的反射电压低于一个可以接受的值，D3选择范围较宽，可暂不仔细追究。

增加吸收（即C1容量）可以降低漏感尖峰电压，同时调整L1电感量使C1电压刚好可以放电到0V，最终使尖峰电压低于一个可以接受的值。

不同 lp 的值对应一个恰当的 ls 值，可以获得一个最大的占空比，足够的占空比才能保证高压轻载的调节性能。

以上调整应始终使输出保持在24V条件下进行。

在C1=15nF，L1=470uH条件下，可以得到如下一组数据：

占空比

0.24

0.22

0.2

0.18

lp(uH)

535

460

390

325

ls(uH)

24

26

26

30

尖峰电压

572

564

556

511

反射电压

491

478

467

456

我们暂时按照占空比=0.22这一组数据进行下面的设计。

再用极端低压（100VDC）仿这个电路

增加占空比，直到输出达到24V，此时占空比 0.521

观察原边绕组电流波形，可以看出还有相当程度的电流连续（模式）。

平均电流1.72A，峰值电流 Im=4.17A

附：联合仿真电路

五、设计举例一：反激变压器（续）

2、变压器仿真

将上述线性变压器B1复制到类比仿真电桥的左边，同时在右边放一个非线形变压器B2，初步拟订磁芯为EE2825，接线和初步设置的参数如图：

调整电源电压（41.8V），使B1初级回路的峰值电流刚好达到 lm=4.17A

检测此时B1的pp脚电压。调整B2初级匝数使两边 pp 脚电压达到同样的值（即感抗相等电桥平衡），得到初级76匝。波形不失真，说明该型号磁芯够大。

加大电压（也就是电流），直到右边波形失真，说明变压器B2进入饱和。

临界失真的电压大致为68V，与标准电流电压41.8V之比为163%，这就是抗饱和安全系数。

如果对上述结果满意，把两边接线改到 sp 脚

调整B2次级匝数使两边sp 脚电压达到同样的值，得到次级18匝。

调整气隙，会得到不同绕组参数和安全系数。

评估：

对于有峰值电流控制的电路来说，安全富裕很多，如果窗口允许的话，可以进一步减小磁芯。

对于没有峰值电流控制的电路来说，由于闭环反馈响应的设计差异，有可能在高压轻栽突然加载时，由于过补偿引起超过 Im 的峰值电流，适当富裕的安全系数是必要的。

如果觉得安全系数还不够，如果窗口允许的话，可以进一步优化气隙获得更大的安全系数，或者选用更大的磁芯。

漏感

可以放一个线性电感到类比电桥上，验证一下上阶段仿真的漏感：

所有绕组电阻设置为最小，比如1p，变压器副边短路，调整电感量，使电桥平衡，得到14uH，这就是漏感，与预计的3%差不多。

实际漏感与绕制工艺、绕组（短路）电阻值、气隙、测试方法都有关系，不能精确描述和仿真，这里用偶合系数或者附加等效电感模拟，需要有点经验成分，仿多了就有数了，我这里是瞎蒙的。

其他感性元件

电路中L1的电感量470uH，电流平均值0.36A，有效值0.54A，可直接选用0.3mm左右线径绕制的任何470uH的商品功率电感或者工字直插电感。也可以用附件《磁环电感精确计算电子表格》 计算一个磁环电感：

Saber中的非线性电感（变压器）是中间开气隙的EE磁芯模型，没有其他结构的开磁路电感模型，也缺少铁粉芯材质模型，因此此电感不能用非线性电感仿真，磁损就仿不出来了。

附：磁环电感精确计算电子表格

五、设计举例一：反激变压器（续二）

3、再次联合仿真

将变压器仿真获得的非线性变压器数据完善，添加绕组电阻值真实参数（rp=200mΩ、rs=25mΩ），置于主电路中。

在变压器两绕组边分别各放置1.5%的线性电感（r=0）去等效3%的漏感。

其他元件也尽量采用真实模型。

用极端高压仿，给占空0.22。调整原边匝数 np 使输出最接近24V，再观测副边匝数 ns 对输出的影响。

这些影响主要是匝数对调节性能（占空）、反压和输出的影响，要仔细调整 np、ns，直到任何1匝的改变都是不能接受的。必要时调整C1、L1与之配合。

最后得到：np=76， ns=17，D=0.222，Q1漏感尖峰电压<585V，C1=15nF，L1=510uH 这组最佳数据。

检测D3反压波形，漏感尖峰比较大，但没有超压，稍微吸收一下即可。增加R1、C3吸收。

C3大小决定吸收功率，采用330p，调整R1值，120Ω 时效果最好（反压最低），最大吸收功率<1/8W（使用1/2W电阻即可）。

最后的仿真电路如图（压缩文件FB2附后）：

再用极端低压仿，调整占空使输出达到额定值，此时的占空即调节范围的上限。

观察各部波形，如无意外，可以仿一个较长时间，取后面波形稳定后的时段（比如仿20ms的后8ms）做全面的数据收集分析。

仿真可获得如下设计参数：

变压器：

磁芯参数：型号EE2825，材质PC40，气隙2mm。

绕组参数：原边76匝，线径0.7mm，副边17匝，线径1.0mm

检测参数：原边电感460uH，电阻200mΩ，副边电感24.6uH，电阻25mΩ，漏感3%

运行参数：（极端低压120%超载）

原边：最大电流平均值1.68A，有效值2.27A（对应铜损2.27^2*0.2=1.03W），峰值4.0A，饱和电流6.8A，抗饱和安全系数170%，输入功率129.78W（电流波形*电压波形之平均值）

副边：最大电流平均值5.0A，有效值7.89A（对应铜损7.89^2*0.025=1.56W），输出功率125.95W

变压器最大损耗=输入功率-输出功率=3.83W，其中铜损2.6W，磁损1.23W

Q1：

工作波形

电流应力（极端低压120%超载）：

电流连续，最大电流平均值1.74A，峰值4.08A，损耗2.92W，开关损耗极低，导通损耗为主。

电压应力（极端高压120%超载）：

电流不连续。最高反压587V，硬关断，平均损耗1.62W，峰值损耗功率1550W。

L1

L1最大电流平均值0.4A，有效值0.55A，峰值1.1A，电感量510uH，据此设计电感如下：

得到电阻775mΩ，铜损0.23W。

其他元件

D1：最大电流平均值0.341A，峰值4.28A，损耗0.877W，电压应力599V，建议型号BYV26C（需强化散热）

D2：最大电流平均值0.40A，峰值1.1A，损耗0.352W，电压应力637V，建议型号1N4007

D3：最大电流平均值5.0A，峰值18.33A，损耗5.31W，电压应力126V，建议型号MBR10200

R1：最大电压有效值3.55V，损耗0.105W，建议型号120Ω1/2W

效率及损耗

总损耗和分类统计的损耗一般是不完全相等的，些许误差是由于仿真波形不稳定之故。

纹波：

最大纹波发生在极端低压120%超载时，幅值26mVpp，改用1000uF滤波电容，幅值上升为57mVpp。

标准工况（300V100W）纹波幅值<20mVpp，波形如图：

附：最后仿真电路

五、设计举例一：反激变压器（验证）

有人对设计采用的极端低压（100V）不放心，这个可以简单验证一下。验证电路如下（压缩文件附后）：

点击查看大图

电路中使用了一个恒功率负载Rp，代替前面的Buck电路，取值采用其极端低压的输入功率133W。

用设计极端低压85VAC经硅桥、LC滤波供电，可得到如下验证参数：

滤波电容C0=100uF时，输出电压不连续，需采用220uF规格，电压连续，以其寿命极限时容量下降到180uF为基准仿真，得到极端低压64V。

将此极端电压代入FB2电路仿真，得到占空=0.655，B1原边峰值电流 Im=4.57A。仍然小于饱和电流6.8A，抗饱和安全系数>148%。

同时可以得到增加的整流滤波电路的效率及损耗（3.8W），继而求的总效率及总损耗。

附件

建模确实是仿真的关键和前提，我对此并未深入了解，只能提一点看法。

很多开始学仿真的人，总以为仿真什么都能够完成，一次性就想仿完整的电路，任何细节都不放过，往往无功而返，于是迁怒于软件不好用。

一个典型例子，很多IC的数据手册给出了仿真模型，有的甚至同时给出了内部电路图，什么意思呢？意思是模型是对具体电路的概化，这就是建模的基本思想。

具体电路不是不能仿，但是模型更加容易仿，更加容易理解，更加能够反映电路的本质和关键，更加简洁和高效。

在主电路层面，本贴的例子首先就要求简化电路，一个简单的反激，也分成了FB2、FB3两个电路来仿，在FB2中，用一个Vin来概化FB3，在FB3中用一个Rp来概化FB2。甚至用一个工频正弦电桥来概化变压器在高频开关工况下的（抗）饱和特性。为什么要这样干？有什么好处？仿了就知道了。我想，这就是建模的基本思想和方法，也是应该掌握的技巧。

在控制环路层面的小信号建模，是我的弱项，也很想进一步了解和学习，希望有高手为大家开展这方面的普及工作。

开关电源中变压器的Saber仿真辅助设计二：滤波

HolyFaith

输出PI型滤波器的讨论

图中的PI型滤波器，在电源输出端很常见。这三个数值该怎么选择？

nc965

从滤波效果上看：

在阻性负载时，C1=C2效果最好；

感性负载时，需C2>C1；

容性负载则相反，当输出是电源（电池）时，C2可减小到0。

HolyFaith

谢谢老师的指点！

还烦请老师给指点一下。。。。就是在分析误差放大器输出到系统输出这一段的增益曲线时，这个PI型滤波器怎么考虑？谢谢老师。

nc965

不知道你这样仔细的讨论这个问题的目的是什么，如果是理论研究，我不在行，你看其他人的发言。

如果是指导工程设计，那就很简单了，我上面的说法基本上已经回答了你。

HolyFaith

我现在是学生，还是从理论角度来考虑这个问题的，当然最终得目的是为了指导实践。我现在就是在自己做的电源上调试着这个补偿的设计，遇到了问题，所以从理论上计算到底应该怎么选，没想到计算的结果还没有试出来的好。

突然想起来一个问题，要是这样的话，在设计时怎么确定这个C2的大小呢？之前谁也不知道负载是什么啊？

nc965

如果一个电源工程师不知道自己的负载是什么，就别搞设计。

HolyFaith

我现在还不是电源工程师，还仅仅只是做实验。不过您说的对，真正到实际的时候应该首先知道的，这个是我犯糊涂了，考虑欠周到，所以被拍砖了

cmg

不要小看这个小小的LC滤波，其实分析起来很复杂，考虑到输入前的电感（正激为滤波电感，反激为次级电感的占空比等效），实际上是个两级LC滤波电路。

不过从工程的观点来看，第一个滤波电容按正常的算法选取，一个是纹波电压考虑，一个是ESR考虑，最后的结果基本都是由ESR确定。L1/C2的主要作用是抑制开关频率的纹波，选取按如下原则，其转折频率为开关频率的1/4-1/10左右。但有一点需要注意，用431做反馈时，431的供电要在L1的前面取，这样系统才稳定，反馈分压可以从后面取，得到最好的稳压精度。如果反馈从后面取，由于L1 C2的相移作用，不容易问题。另外L1的值尽量小一些，如1-4.7uH，如果此值大了，明显输出电流大时损耗大。

nc965

建议做设计的工程师，严格区分拓扑电感和滤波电感。

HolyFaith

我正一直为这个糊涂呢，也找了些资料，还是不怎么清楚。所以这里有个请求，如果老师傅有时间，能不能专门开个贴，讲讲这个的拓扑电感和滤波电感的选用，可以延伸到各种特性磁材的选用，不知老师傅有没有时间呢？

nc965

可以的，请问你目前是为哪个拓扑考虑的输出（或者输入）滤波电感？Buck？

HolyFaith

我一直做反激的，以后会做全桥的。我就是不知道这个滤波电感和反激的变压器的有什么区别。只是有人告诉我后面滤波用黄白换比较好。前一端实验室做了个5KW逆变器，SPWM单相的。载波20K,输出220VAC，50HZ。要我弄那个后级LC滤波器的电感，可愁死我了，算出了电感值，也不知道改怎么选材料，还要怕饱和。

我自己做的是反激的。50W左右，没做过超过100W的。5KW的逆变器是实验室做的，全桥的。

反激和全桥的输出滤波电感都要我做，我不知道怎么选磁芯。

不知道是不是应该和正激的滤波电感设计方法一样？

nc965

正激那个电感是拓扑电感，焉能一样？

一、（输入输出）滤波网络在电路中的地位：

拓扑电感（变压器）是拓扑需要，滤波电感是纹波需要，只有当拓扑电感不足以满足纹波要求时，才使用滤波电感（增加LC滤波网络）。

这意味着：

1、如果拓扑电感满足纹波要求，可以不要滤波电路。

2、当拓扑电感不能满足纹波要求时，才另外单独考虑滤波电路。

3、拓扑电感的主要任务是应对拓扑需要的能量转移，而不是应对纹波的。

4、滤波电路的唯一任务就是滤波，不干别的。

二、滤波网络与拓扑的关系：

所有电压型拓扑总可以这样表达：

其中，输入电容Cin、输出电容Cout都的拓扑允许的，甚至是拓扑必须的。

同时，Cin、Cout 也可以理解为拓扑本身的、自带的滤波电路 。

这里，虚线内的滤波网络现在是一个电容，也就是二端滤波网络，但是它也可以是三端甚至四端网络。

注意：图中没有任何电感，拓扑的电感（或者变压器）在拓扑模块内没有画出来。

三、输出滤波网络

对于大多数电压型拓扑而言，输出端总有一个电容Cout，而且这个电容就是滤波的意思。

一般情况下，我们总可以通过调整 Cout 的大小满足任何需要的纹波要求。

然而在某些情况下，我们无法通过调整 Cout 的大小获得需要的输出纹波，比如：

1、满足需要的纹波时，需要的 Cout 太大，成本和体积不允许。

2、在接近短路运行时（比如电焊机或者点焊机），普通电容的电流指标不能满足要求。

3、某些应用不允许太大的 Cout 存在，比如逆变系统，太大的 Cout 将导致控制的困难。

4、出于可靠性的考虑，在输出端不使用电解电容。

5、高精度电源，由于电容ESR的存在，始终达不到要求的输出纹波指标。

怎么办呢？

其实很简单：

1、找出这个我们能够接受的电容

2、把这个电容一分为二

3、中间放一个适当的电感

4、调整这个电感直到满足输出纹波的要求。OK？

几点说明：

1、一般电源都是输出有功功率，即阻性负载，这时我们直接取 Co1 = Co2 滤波效果最好。

2、即使负载有部分感性成分，因为一般 Co2 都比较大，其容抗足以应付较大的感性负载冲击，一般不必考虑加大 Co2 。

3、容性负载（比如电解电源和充电电源）时，可考虑减小 Co2（即突出 Co1），大幅度减小也没有关系。

4、电焊电源可以（应该）取消 Co2。

5、谐振负载（比如超声波电源、感应加热电源）慎用此法。

6、滤波就是滤波，别和拓扑里面的电感搅在一起，只有这样才能达到最好的效果。

7、除特殊情况外，不建议使用两极或多级 LC 滤波，在总电容量和总用铜用磁量相当的情况下，单级滤波纹波效果最好，也不会产生驻波干扰。

四、设计举例一、（典型）输出滤波

将就上一贴的 50KHz、100W（120W）反激电源为例，当前纹波指标为 30mV。

现在要求达到 2mV 的纹波精度（坛内内什么地方在说这个事）。

方法一：加大输出滤波电容：

将现用滤波电容 C2 的 2200uF 增加 15 倍，即 33mF，输出纹波则对应降低 15 倍（没考虑ESR），即等于 2mV。

如果觉得 33mF25V 的海量电解不好找，或者不合算，那么：

方法二：增加一级 LC 滤波：

当 Co1 = Co2 = 470uF 时，配合一个 5A 1.3uH 的电感，输出（与PWM同频的）纹波即可下降到 1.6mV 以下。或者：

当 Co1 = Co2 = 330uF 时，配合一个 5A 2.2uH 的电感，输出纹波即可下降到 2.0 mV 左右。

可见，即使增加一点点 LC 滤波。对输出纹波、成本、体积的改善都是非常显著的。

再来看这个滤波电感的工况：

电流的直流成分 5.0A，交流成分 0.1A 左右，大约只占 2%。

也就是说，这个电感基本上就是个直流偏电感，交流成分甚微。这意味着可以不必使用高级材料，也不考虑集肤效应，用普通铁粉芯磁环单股绕制即可。

下面是这个电感的设计参数：

小结：

在输出端增加 LC 滤波网络是很简单的事情，只要将滤波电容一分为二、（随便）插入一个电感就能使（不插入电感等效于原电路）滤波效果显著提升，而且效果总是比单电容滤波效果好。因此：

1、工程师应该随时想到：“我那个滤波电容是不是应该分成二个，中间插个小工字？” 而且不用算，肯定比单电容好。

2、此法在同等情况下提高滤波效果，或者在同等滤波效果下降低成本、缩小体积，甚至缩小PCB面积。

3、既然不增加成本（甚至降低成本）就能够实现，因此在拓扑里面（的电感上或者控制模式上）去打主意减少纹波就是一件既费力又不讨好的事情，什么“某某拓扑、某某模式纹波大”的问题也不再应是问题。

五、设计举例二、逆变输出滤波

逆变电源输出滤波的特殊性在于：逆变电源总希望一个最小的Cout。如果Cout 太大，在轻载或者空载状态很难保证输出波形的正确。

因此，逆变器的输出滤波问题归结为：如何用一个最小的Cout 获得最好的滤波效果。

现在就按照 HolyFaith 提出的5KW单相逆变器（载波20K、输出220VAC、50Hz）为例，设计这个滤波。

为简化问题就不去做SPWM驱动了，大致拟订一个全桥逆变的运行参数，仿真电路如下：

输入电压400VDC。输出220VDC5KW，负载电阻Rz=9.68Ω，给出正确的驱动逻辑（正半周关闭Q2、Q3），调整占空直到输出峰值电压311V。可得到输出纹波参数。

电路中有2个电感，l1是拓扑储能电感，l2是滤波电感，两电感虽然工况不同，但是都工作在大直流偏置状态，偏置电流基本相当。因此，可以先采用相等的电感量进行仿真，这样2个电感的磁、铜量大致相当。

C1、C2是滤波电容，其大小影响调节性能，不能太大，暂时拟订一个值、且相等。

不同的LC对应不同的滤波效果，以纹波指标Vpp<1V（大致与10位AD匹配）为例，可得到l1=l2=400uH、C1=C2=3.3uF 这一组配合。

输出总电容=6.6uF，输出纹波0.85V，l1峰值电流37A，l2峰值电流32A：

电感设计：

l1在可能的情况下尽量采用铁硅铝，因为不容易饱和，成本也不高。经过仿真和计算配合运算，得到如下中间设计成果：l1可以用导磁率为26、型号为77191的铁硅铝环2~6只制作，有关参数如图。

l2可以考虑与l1同样尺寸的铁粉芯磁环制作。即外径57.2mm、型号T225-52的蓝绿环2~6只。这里，“同样尺寸”不是设计优化需要，而是一种心理的、感官的合理性，或许暗藏成本、效率的合理性，如果滤波电感比主电感还大，感觉就喧宾夺主了。

电容的设计：

电感设计是以逆变输出的峰值电压为设计工况，因为这个工况产生最大的电流峰值，决定了电感的极限特征。

然而，由于逆变输出峰值电压时占空比最大，不一定是纹波最大，因此，电容的设计应该以纹波最大的工况为设计依据。

以三只磁环叠绕的电感为例，仿真找出输出纹波最大值大约发生在占空比=0.8时。

不同的磁性材料、电路和电感参数，最大纹波发生的占空是不同的。更重要的是，不同的电感需要不同的电容配合才能达到需要的纹波。

下面是满足1V 纹波指标上述4种电感需要的电容配合：

附：仿真文件

六、输入滤波网络

输入端的情况与输出端有所不同。

如果输入是电流源，Cin 的存在是电压型拓扑必须的，Cin 可理解为单纯的二端电压滤波网络，更复杂的三端或者四端滤波也可以就此展开。

而一般情况下，输入是电压源（而且不是理想的电压源，有内阻）。这就引发了以下问题：

1、电压源与电压型拓扑是相适应的，Cin 似乎是多余的，依靠Cin 针对纹波电压的滤波的必要性就成了问题。

2、电压源与 Cin 是冲突的，因为 Cin 也可以看成是电压源，而两个电压源的并联是不允许的。就是说，Cin 不能太大。

3、对于AC/DC变换，我们必须用很大的 Cin 才能获得稳定的母线电压，这时就要软启动。

因此，针对电压型拓扑输入端的滤波更多的是对于纹波电流（而不是电压）的滤波，而且与电压源直接并联的 Cin 的大小受到了限制。

然而，输入端滤波的任务却是很繁重的，输入滤波的重要性不仅体现在它必须给电源变换器提供一个稳定的母线电压，而且（或者是更重要的）它必须尽可能地减少电源变换器对一次电源的（纹波电流的）冲击和干扰。

这种干扰随着拓扑的不同明显区分为共模干扰和差模干扰，一般情况是：

不隔离电路以差模干扰为主，共模干扰较少或者没有，没有的办法也很简单，全部接地（包括外壳和散热器）。

隔离电路除了同样程度的差模干扰外，还有可观的共模干扰存在，必须共模滤波。

关于差模干扰和共模干扰的研究文献很多，这里不多说，主要强调一下基本的应对思路：

1、可以不采取（或者少采取）差模滤波的情况是：1）上级电源输出是个滤波电容（或者电池）；2）自身电源有一个大的输入滤波电容（比如直接整流的AC/DC变换的直流母线滤波电容）

2、除以上情况之外，均应采取差模滤波措施。

3、共模滤波必须在尽可能采取其他减少共模干扰的措施基础上实施。不要只靠共模滤波来解决问题。

4、由于共模滤波和差模滤波的工况完全不一样，应严格区分、分别处理，反对混为一谈的处理方式。

5、一般的方式是：共模滤波在前、差模滤波在后。即：

开关电源中变压器的Saber仿真辅助设计三：全桥

以12V1000W全桥为例

主要设计参数：

输入电压为前级PFC输出的直流母线，最低波谷电压为350VDC

输出电压12VDC，输出功率1000W

PWM频率 F=100KHz，即PWM周期10us。

最大占空4.5us，即最小死区500ns。

仿真电路如图：

其中：变压器先采用3绕组线性模型，初步设置的参数如下：

仿真电路附后：

第一步：调整变压器及电路初步参数

将变压器耦合系数 k12=k13=k23=1（紧耦合，无漏感）。

仿真调整副边电感 l2、l3，使输出为12V，得到 l2=l3=1.6uH。

观察变压器原边电流：

电流连续，且有相当富裕，说明原边电感可以减少。

观察输出储能电感L1电流波形，纹波很小，说明L1还可以减小。

保持输出12V，调整变压器电感，直到原边电感接近临界模式，

调整L1电感，直到电流纹波系数大致为30%。

最后得到变压器 l1=400uH、 l2=l3=640nH，L1=180nH。

校验一下各部电压应力，没有超压，最后校验一下死区：

远无直通可能，电流也是连续的。

本阶段调试OK

第二步：调整吸收参数

将变压器耦合系数设定为 k=0.995，对应1%典型漏感。

调整副边吸收RC，直到满足二极管反压要求。

得到：C=15nF、R=2.2Ω 最佳，二极管反压<32.3V，吸收功率3.54W。

改变变压器耦合系数：

即：只要漏感 <2%，二极管反压即可 <35V。

检测原边开关管电压没有尖峰。

采集变压器副边电流、原边电流、电感L1电流波形参数：

即：副边峰值电流 Ism=97A，平均电流 Isa=41.8A

原边峰值电流 Ipm=5.84A，有效电流 Ipr=3.56A

储能电感峰值电流 I1m=97A，平均电流 I1a=83.6A

第三步：变压器仿真

将上阶段仿真的线性变压器B1复制到电桥电路中。

再放一个三绕组非线性变压器B2到电桥的另一臂，大致估计一个磁芯型号，比如EE42，设置好B2的磁芯参数。

所有绕组电阻设为最小（1p)，每个绕组保持一端接地。如图：

采用一个与电路PWM同频率（这里是100KHz)的正弦电压源驱动这个电桥。

先仿副边绕组，调整激励源电压（105V）或者分流电阻（1Ω），使B1的副边电流达到峰值电流 Ism=97A。

调整B2副边绕组匝数，使电桥平衡。

这里，即使B2副边绕组只有1匝，电桥仍然不能平衡，可以选择的是采用半匝结构、或者增加气隙。

调整气隙到0.5mm，电桥平衡。且B2波形无畸变，说明磁芯够大。

增加激励电流，直到波形畸变。临界值170A，抗饱和安全系数=170/97=175%。

安全系数很大，说明磁芯偏大，可考虑减少一号磁芯。

改用EE42/21/15磁芯，重复上述仿真，得到：

副边绕组匝数 n2=n3=1，允许最大气隙 0.345mm，抗饱和安全系数 130%。

评估：

匝数，匝数不是连续分布，只能是1、2。。等自然数，特定情况半匝是可能的。设计中一般总希望用最少的匝数达成拓扑需要，以便获得最少的铜损。经仿真，半匝不能满足要求，最少是1匝。

气隙，气隙是客观存在的，即使磨成镜面的磁芯，仍然有um数量级的气隙存在，这里的345um是最大允许值，适当的气隙冗余量（这里是0~0.345mm)可保证规模生产时的安装容差。气隙超出最大允许值意味着拓扑将退出电流连续模式。

抗饱和安全系数，常规设计方法不能明确得出这个参数，因此这个参数究竟多大合适我说了不算，需要工程进一步验证。如果这个参数可以用完，那我们还可以再减少一号磁芯。原边：

全桥变换电压传输是比例关系，根据 “感量比等于匝比的平方” 的关系，对应400uH:640nH的感量比，可以算出匝比为25：1。即：原边25匝。

原边仿真的任务是确定在不同气隙状态下变压器的绕组电感量。

将电桥改接到原边

设置低频（50Hz)小电流(1V1KΩ）激励，使电桥阻抗远大于感抗。

保持气隙345um，调整B2原边匝数，使电桥平衡。得到原边匝数25匝，与计算吻合。

将B2气隙设置为0，调整B1原边电感，使电桥平衡，得到变压器原边最大电感Lpm=3.7mH。以及对应副边电感5.5uH。

不同的气隙宽度对应不同的电感量。

其中，漏感是按1%典型值计算的，原边副边各自0.5%。单位为uH。

附件下载

第四步：变压器设计

变压器设计的任务是确定变压器绕组结构。

EE42/21/15磁芯的窗口面积是 278mm2，非常富裕。可增加导流截面以减少铜损。拟定载流密度3A/mm2。

原边电流3.56A，需要截面 A=3.56/3*25=30mm2

副边电流41.8A*2，需要截面差不多，A=41.8/3*2=28mm2

两项合计，窗口利用系数不到21%，很单薄了。出现这种情况一般需要重新选磁芯（比如用两只小磁芯叠绕），另外一种选择是将副边绕组定为2匝（如果有其他理由的话）。

根据以上数据可计算出绕组大致电阻：原边25mΩ，副边0.1mΩ。

储能电感设计：

第五步：联合仿真

将上述非线性变压器B2和电感置于联合仿真电路中。

先按照气隙=345um的数据设置漏感，调整占空，使输出=12V，检查各部波形无误，电流连续，纹波合理，效率92.8%。

再将气隙设置为0，漏感也对应调整。

出现两个问题：

一是副边二极管反压超标，重新调整RC吸收参数，R1改为6.2Ω即达到最佳配合，反压<35V。

二是输出电压偏低，加占空无果（不知何故）。为增加输出电压，将原边匝数减少1匝，即24匝。OK!

然而，实际应用中，气隙宽度既不会等于0，也不应该超过最大允许值，而是有一个比较适中的分布，这个值主要与工艺有关，是个统计数值。

假设这个宽度为0.1mm，仿这个情况。

晕！副边二极管反压又超标，需要调整吸收参数。

由于气隙宽度（实际上是漏感相对值）显著影响二极管反压，为给安装工艺误差引起的反压变化留够余量，加大C2到22nF，并在此基础上求得最佳配合为R=3.3Ω，二极管反压<32.7V。

最后电路如图：

各部波形：